Схемы Подключения Полевых Транзисторов – tokzamer.ru

Схемы включения биполярного транзистора Схемотехники используют следующие схемы подключения: с общей базой, общими электродами эмиттера и включение с общим коллектором Рис. Если пластина имеет показатель n, то будет р.

Что такое транзистор?

Читайте дополнительно: Как правильно сделать смету на электромонтажные работы

Виды транзисторов

Каждая из ветвей отличается на 0.

Изображение схем подключения полевых триодов Практически каждая схема способна работать при очень низких входных напряжениях. Схема включения MOSFET Традиционная, классическая схема включения «мосфет», работающего в режиме ключа открыт-закрыт , приведена на рис 3.

Испытания показали, что транзисторный ключ прекрасно работает, подавая напряжение на нагрузку. Транзисторы управляются напряжением, и в статике не потребляют ток управления.

Если к такому транзистору приложить напряжение, к стоку плюс, а к истоку минус, через него потечет ток большой величины, он будет ограничен только сопротивлением канала, внешними сопротивлениями и внутренним сопротивлением источника питания. Это значит что нужно этого избежать, введя каскад с высоким входным сопротивлением. Среди них можно выделить: биполярные транзисторы с внедрёнными и их схему резисторами; комбинации из двух триодов одинаковых или разных структур в одном корпусе; лямбда-диоды — сочетание двух полевых триодов, образующих участок с отрицательным сопротивлением; конструкции, в которых полевой триод с изолированным затвором управляет биполярным триодом применяются для управления электромоторами. Чтобы на резисторе Rи не выделялась переменная составляющая напряжения, его шунтируют конденсатором Си.

Каскад с общим истоком дает очень большое усиление тока и мощности. Разница потенциалов достигает величины от 0,3 до 0,6 В. Только вот стрелки на условном изображении полевых транзисторов имеют направление, прямо противоположное своим биполярным аналогам.

Это значит что нужно этого избежать, введя каскад с высоким входным сопротивлением. Стабильность при изменении температуры. При некотором напряжении Uси происходит сужение канала, при котором границы обоих р-n- переходов сужаются и сопротивление канала становится высоким. Это возможно благодаря тому, что не используется инжекция неосновных носителей заряда.

Принцип работы триода При обесточивании базы транзистор очень быстро приходит в первоначальное состояние и коллекторный переход закрывается. Поэтому использование такого подхода на практике сильного ограничено в усилительной технике.

Транзистор полевой

При добавлении бора акцептор легированный кремний станет полупроводником с дырочной проводимостью p-Si , то есть в его структуре будут преобладать положительно заряженные ионы. Это главное отличие с точки зрения практики от биполярных транзисторов, которые управляются током.

На рисунке приведен полевой транзистор с каналом p-типа и затвором выполненным из областей n-типа. Опишем подробнее каждую модификацию.

Если изменить величину управляющего тока, то изменится интенсивность образования дырок на базе, что повлечёт за собой пропорциональное изменение амплитуды выходного напряжения, с сохранением частоты сигнала. Среди них можно выделить: биполярные транзисторы с внедрёнными и их схему резисторами; комбинации из двух триодов одинаковых или разных структур в одном корпусе; лямбда-диоды — сочетание двух полевых триодов, образующих участок с отрицательным сопротивлением; конструкции, в которых полевой триод с изолированным затвором управляет биполярным триодом применяются для управления электромоторами. С его ростом расширяются р-n- переходы, уменьшается площадь сечения токопроводящего канала, увеличивается его сопротивление, а, следовательно, уменьшается ток в канале.

Только вот стрелки на условном изображении полевых транзисторов имеют направление, прямо противоположное своим биполярным аналогам. Устройство полевого транзистора с управляющим p-n переходом Приведено на рис.

См. также: Подключить электричество к участку

Другие популярные статьи

Транзисторы бывают в разных корпусах, с разным количеством выводов, часто в одном корпусе объединяют два транзистора. Транзистор имеет три вывода: исток, сток, затвор. Vgs — управляющее напряжение, Vg-Vs.

Этот принцип используют для усиления сигналов. На конкретной схеме это p-канальный прибор затвор — это n-слой, имеет меньше удельное сопротивление, чем область канала p-слой , а область p-n-перехода в большей степени расположена в p-области по этой причине.

Похожие публикации

Типы полевых транзисторов и их схематическое обозначение. В результате возникают некомпенсированные заряды: в области n-типа — из отрицательных ионов, а в области p-типа из положительных. Схема с общим истоком Истоком называют электрод, через который в канал поступают носители основного заряда. С общим стоком в. МДП — транзисторы выполняют двух типов — со встроенным каналом и с индуцированным каналом.

Анализ и расчет статических параметров транзистора в схеме с общим затвором 2 – В помощь студентам БНТУ – курсовые, рефераты, лабораторные !

7.Маркировка транзисторов.

Маркировка транзисторов применяемая с 1972 г., предусматривает шестисимвольное буквенно-цифровое обозначение. При этом каждый символ несет следующую информацию о транзисторе. Первый символ – буква или цифра, указывает исходный полупроводниковый материал. Второй символ – буква, обозначает класс прибора: П– полевыe; Т – биполярные транзисторы. Третий символ – цифра (от 1 до 9), указывает на энергетическую и частотную характеристики биполярного и полевого транзисторов. Четвертый и пятый символы цифры (от 01 до 99), указывают порядковый номер разработки приборов. Деление по группам (шестой символ – буква) осуществляют по каким-либо параметрам прибора (коэффициенту передачи тока, обратному напряжению и др.). Например, маркировка КТ905А означает: кремниевый биполярный транзистор, мощность рассеяния более 1,5 Вт, рабочая частота выше 30 МГц, 5-я по порядку разработка, относится по своим параметрам к группе А.

8.Схемы включения.

Как указывалось выше, полевой транзистор может быть включен в схему тремя различными способами:

– с общим истоком,

– с общим стоком,

– с общим затвором.

 

Схема с общим истоком представлена на (рис. 4), она характеризуется высокими входным и выходным сопротивлениями и коэффициентом усиления по напряжению, большим единицы. Эта схема аналогична схеме включения электронной лампы с общим катодом. Входной сигнал подается между затвором и истоком, выходной снимается между стоком и истоком. Оба сигнала находятся в противофазе. Входное сопротивление каскада определяется сопротивлениемр-п-перехода затвора Rзи и достигает 10—1000 Мом на низкой частоте.

Входная емкость с учетом эффекта Миллера определяется междэлектродными емкостями транзистора и коэффициентом усиления каскада по напряжениюKн, при этом

 

                                 Свх = Сзи + (1 + Кн)*Сзс                                       ( 9 )

 

Выходное сопротивление каскада определяется параллельно включенными сопротивлением нагрузки Rн и динамическим сопротивлением стока Rд. При этом

 

                                   Rвых = Rд * Rн / Rд + Rн.                                   ( 10 )

 

Коэффициент усиления каскада по напряжению, как и в случае ламповой схемы, равен:

 

                                                           ( 11 )

где

                                                                                      ( 12 )

собственный коэффициент усиления транзистора по напряжению. При Rд>>Rн получаем: Кн = Sмакс *Rн. При включении в цепь истока резистораR1, обеспечивающего отрицательную обратную связь по току, коэффициент усиления каскада по напряжению уменьшается до величины K’н, равной:

 

                                                                        ( 13 )

 

Поскольку крутизна вольт-амперной характеристики полевого транзистора является функцией напряжения на затворе, то большие входные сигналы могут заметно искажаться. Поэтому схема с общим истоком может использоваться в качестве малосигнального усилителя с переменным коэффициентом усиления.

                 

Рис.4 Включение полевого транзистора по схеме с общим истоком.

Схема с общим стоком или истоковый повторитель (рис.5) аналогична схеме катодного повторителя на электронной лампе. Входное сопротивление каскада выше, а выходное – ниже, чем в случае схемы с общим истоком; коэффициент усиления по напряжению меньше единицы. Входной сигнал подается между затвором и стоком, а снимается между истоком и стоком. Переворот фазы отсутствует.

Истоковый повторитель может быть использован в качестве трансформатора сопротивлений для связи источника сигнала с высоким выходным сопротивлением и схемы с низким входным сопротивлением.

                          

Рис 5. Включение полевого транзистора по схеме с общим стоком.

Схема с общим затвором (рис.6) аналогична ламповой схеме с общей сеткой. Эта схема характеризуется низким входным и высоким выходным сопротивлениями и может быть использована в качестве трансформатора полных сопротивлений для связи между источником сигнала с низким выходным сопротивлением и схемой с высоким входным сопротивлением.

Входное сопротивление каскада равно:

                                                                                       ( 14 )

а входная  емкость Свх равна межэлектродной емкости затвор – исток.

Выходное сопротивление каскада с общим затвором определяется, как и в случае каскада с общим истоком, параллельно включенными сопротивлением нагрузки и динамическим сопротивлением стока (см. формулу ( 10 )).

Коэффициент усиления каскада по напряжению с учетом сопротивления источника сигнала Rг равен:

 

                                                                      ( 15 )

 

Каскады с общим затвором могут использоваться в высокочастотных схемах, однако в многокаскадных схемах коэффициент усиления снижается из-за несогласованности выходных и входных сопротивлений.

                    

 

Рис.6. Включение полевого транзистора по схеме с общим затвором.

 

9.Система параметров и методика их измерения.

 

По аналогии с ламповой электроникой, в которой за типовую принята схема с общим катодом, для полевых транзисторов типовой является схема с общим истоком. Распространенная в ламповой электронике для характеристики элементов четырехполюсника система проводимостей или         y-параметров, может быть с успехом применена и для характеристики параметров полевых транзисторов.

Для схемы с общим истоком переход от параметров четырехполюсника к параметрам собственно полевого транзистора, независящим от схемы включения, осуществляется довольно просто. При таком включении каждая из проводимостей эквивалентной схемы имеет точный физический смысл, а именно:

1 ) входная проводимость определяется проводимостью участка затвор – исток, т. е.

                              у з.и =    у 11 + у 12                                                      ( 16 )

 

2 ) входная проводимость определяется проводимостью участка сток – исток, т. е.

                                 у и.с = у 22 + у 21                                                       ( 17 )

 

3 ) функция прямой передачи определяется крутизной ВАХ , т. е.

                                 S = y 21 + y 12                                                            ( 18 )

4 ) функция обратной передачи определяется проходной проводимостью

                                  у з.с = – у 12                                                              ( 19 )

Эти параметры принимаются за первичные параметры ПТ, используемого в качестве четырехполюсника. Эквивалентная схема включения ПТ в качестве усилительного элемента имеет вид, представленный на рис. 7. Если первичные параметры четырехполюсника для схемы с общим истоком известны, то можно произвести расчет параметров для любой другой схемы включения ПТ.

В настоящее время нет единой спецификации параметров ПТ и наряду с у – параметрами часто приводятся значения максимального тока стока Iмакс, напряжения отсечки U 0 и крутизны S.

 

Рис. 7. Эквивалентная схема включения ПТ в качестве усилительного элемента.

Информацию об усилительных свойствах полевого транзистора можно получить из рассмотрения семейства статических вольт-амперных характеристик. Методика снятия этих характеристик не отличается от аналогичной методики для вакуумных ламп. Самым простым методом является снятие характеристик по точкам. Поскольку схема с общим истоком является типовой, то обычно при снятии вольт-амперных характеристик стока исток заземляется, а к стоку и затвору подключаются регулируемые источники напряжения соответствующей полярности и измерительные приборы (рис.8).

 

Рис.8 Схема измерения параметров полевых транзисторов.

Полное семейство вольт-амперных характеристик стока можно получить также с помощью характериографа. При этом на сток полевого транзистора необходимо подавать напряжение развертки пилообразной формы, а на затвор – ступенчатое напряжение. Полярности пилообразного и ступенчатого напряжений должны выбираться в соответствии с полярностью испытываемого транзистора.

По семейству вольт-амперных характеристик легко определить величину Iмакс и зависимость тока стока в режиме насыщения от напряжения на затворе.

При определении с помощью статических характеристик напряжения отсечки U0 и крутизны S встречается ряд затруднений. Поскольку переход от омической области к пентодной на вольт-амперных характеристиках происходит плавно, для определенияU0 необходимо измерять напряжение на затворе, при котором ток стока уменьшается до нуля. Так как между истоком и стоком запертого транзистора всегда существует некоторый остаточный ток, то при определенииUо необходимо установить какой-то критерий для остаточного тока стока. Таким критерием может быть определенная величина тока стока, например 0,1 мка, или определенный процент от значения максимального тока стока, обычно 0.1—0.5%.

 

10.Расчетная часть.

Для определения статических параметров используем вольт – амперную характеристику выходную и прямой передачи. Рассмотрим эти характеристики для транзистора КП 103 К. Это транзистор с р-каналом.

Определим статические параметры для схемы с общим затвором.

1 ) Крутизна ( проводимость прямой передачи ) равна:

                       

На характеристике прямой передачи найдем       Icи        Uзи:

                           

                          

2 ) Выходное сопротивление равно:

                           

На выходной характеристике найдем        Uзс и      Ic

                  Uзс = 4 В,     Ic = 0. 2 mA

                            

3 ) Коэффициент усиления по напряжению равен:

                                   = S * Ri

                               = 1.2 * 20 = 24

 

11.Эксперементальное исследования

 

Соберем эксперементальную схему в Worcbench.

Транзистор КП 103 К

 

 

1. Снятие выходной характеристики транзистора.

Будем изменять Езс при постоянном Ези

                                   Uзи = 0.5 В

 

                              Uзс = 4 В           Ic = 0.17 mA

2. Снятие характеристики прямой передачи.

Будем изменять Ези при постоянном Езс

Uзс = -5 В

                                    Uзи = 0.5 В

                                    Ic = 0.7mA

                

                 

                                    

Выводы

 

Чтобы схемы на полевых транзисторах имели широкое применение в будущем, они должны иметь преимущество перед существующими интегральными схемами. В основном эти преимущества не будут в характеристиках. Биполярные интегральные схемы с их низким пороговым напряжением, высоким коэффициентом усиления и низким напряжением насыщения превосходят МОП-схемы, если сравнивать по быстродействию и мощности.

Теория работы полевых транзисторов в настоящее время достаточно хорошо разработана и довольно успешно применяется при конструировании цифровых логических схем

Дальнейшее совершенствование полевых транзисторов развивается в следующих направлениях: увеличение быстродействия, уменьшение размеров и потребляемой мощности, применение новых технологических приемов в изготовлении МОП- и КМОП-структур ИМС, увеличение граничной частоты (быстродействия) и мощности, уменьшение собственных шумов и влияния дестабилизирующих факторов приборов дискретного действия, уменьшение разброса и увеличение стабильности всех параметров полевых транзисторов, создание новых конструктивных разновидностей с использованием как кремния, так и других полупроводниковых материалов, принципиально новых приборов на основе использования свойств и эффектов, присущих полевым транзисторам.

Заключение

          В данной работе рассматривался принцип действия полевого транзистора с p-n переходом. Были рассчитаны статические параметры полевого транзистора с общим затвором теоретически и экспериментально. Небольшие расхождения между статическими параметрами, определенными теоретически и экспериментально, связаны с неточностью графоаналитического метода.

общий исток, общий сток, общий затвор

Заглавная страница Избранные статьи Случайная статья Познавательные статьи Новые добавления Обратная связь КАТЕГОРИИ: Археология Биология Генетика География Информатика История Логика Маркетинг Математика Менеджмент Механика Педагогика Религия Социология Технологии Физика Философия Финансы Химия Экология ТОП 10 на сайте Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации Техника нижней прямой подачи мяча. Франко-прусская война (причины и последствия) Организация работы процедурного кабинета Смысловое и механическое запоминание, их место и роль в усвоении знаний Коммуникативные барьеры и пути их преодоления Обработка изделий медицинского назначения многократного применения Образцы текста публицистического стиля Четыре типа изменения баланса Задачи с ответами для Всероссийской олимпиады по праву Мы поможем в написании ваших работ! ЗНАЕТЕ ЛИ ВЫ? Влияние общества на человека Приготовление дезинфицирующих растворов различной концентрации Практические работы по географии для 6 класса Организация работы процедурного кабинета Изменения в неживой природе осенью Уборка процедурного кабинета Сольфеджио. Все правила по сольфеджио Балочные системы. Определение реакций опор и моментов защемления

⇐ ПредыдущаяСтр 5 из 8Следующая ⇒ Полевые транзисторы (униполярные)– п/п приборы, в которых прохождение тока обусловлено дрейфом носителей заряда одного знака под действием продольного электрического поля. С точки зрения носителя заряда их называют униполярные (одной полярности). С точки зрения управления электрическим полем – полевыми. Различают схемы включения: – с общим истоком (подобно общему эмиттеру) которые позволяют получить усиление тока и напряжения и инвертирование фаз напряжения при усилении, имеют очень высокое входное и выходное сопротивления; – с общим стоком (подобно общему коллектору и эмиттерному повторителю и может быть назван истоковым повторителем) имеет коэффициент усиления по напряжению, стремящийся к единице, выходное напряжение по значению и фазе повторяют входное, имеют очень высокое входное и низкое выходное сопротивления; – с общим затвором (подобно общей базе)не дает усиления тока и поэтому усиление мощности в ней во много раз меньше, чем в схеме с ОИ, входное сопротивление мало, в усилителях не используются, применяется в качестве линейных ключей и электронных потенциометров. Схемы включений ПТ. 1. Схема с общим истоком   Схема обладает высоким входным сопротивлением, которое ограничивается сопротивлением затвора (КП303Г – утечка 0,1нА), и достаточно высоким выходным сопротивлением, также, как и в схемах с ОЭ. Фаза инвертируется. С целью увеличения Кu включаем Сu и Ru’. Для обеспечения максимального Кu можно принять Ru’ равное 0. Однако, из-за нелинейности выходной характеристики возникают большие нелинейные искажения, особенно для большого сигнала. (Кu=S*Rc). Используются для согласования между собой высокоомного генератора и усилителя, также в качестве ключевого каскада в импульсных блоках питания (благодаря отсутствия у них явления вторичного пробоя, характерного для БПТ). 2.Схема с общим стоком.       Выходное сопротивление уменьшается за счёт введения последовательной ООС по напряжению с помощью Ru. Используется для согласования высокого сопротивления генератора с низким сопротивлением усилителя, высокого выходного сопротивления источника тока усилителя напряжения с низким сопротивлением нагрузки, особенно в выходных каскадах сверхкачественных усилителей мощности относительно низкой стоимости.   3.Схема с общим затвором.   Используется в качестве оттенюаторов (ослабителей) сигналов, “переменных резисторов”, переключателей. В отличие от БПТ сопротивление канала ПТ является линейной, т.е. не вносит нелинейных искажений.     БТИЗ (IGBT) – биполярный транзистор с изолированным затвором. Достоинства по сравнению с МОП. Биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT – InsulatedGateBipolarTransistors) – полностью управляемый полупроводниковый прибор, в основе которого трёхслойная структура. Его включение и выключение осуществляются подачей и снятием положительного напряжения между затвором и истоком. На рис.1 приведено условное обозначение IGBT. Рис. 1. Условное обозначение IGBT Рис. 2. Схема соединения транзисторов в единой структуре IGBT Коммерческое использование IGBT началось с 80-х годов и уже претерпела четыре стадии своего развития. IGBT являются продуктом развития технологии силовых транзисторов со структурой металл-оксид-полупроводник, управляемых электрическим полем и сочетают в себе два транзистора в одной полупроводниковой структуре: биполярный (образующий силовой канал) и полевой (образующий канал управления). Эквивалентная схема включения двух транзисторов приведена на рис. 2. Прибор введён в силовую цепь выводами биполярного транзистора E (эмиттер) и C (коллектор), а в цепь управления – выводом G (затвор). Таким образом, IGBT имеет три внешних вывода: эмиттер, коллектор, затвор. Соединения эмиттера и стока (D), базы и истока (S) являются внутренними. Сочетание двух приборов в одной структуре позволило объединить достоинства полевых и биполярных транзисторов: высокое входное сопротивление с высокой токовой нагрузкой и малым сопротивлением во включённом состоянии.     23. В общем случае обратную связь (ОС) можно определить как связь выходной цепи усилителя или каскада усиления с его входной цепью. Она образуется тогда, когда усиленный сигнал с выхода отдельного каскада усилителя или усилителя в целом передается на его вход через цепи, дополнительно вводимые для этого (внешняя ОС) или уже имеющиеся в нем для выполнения других функций (внутренняя ОС). К последним, например, относятся общая цепь источника питания усилителя, межэлектродные емкости в электронных приборах. В большинстве случаев внутренняя ОС и непреднамеренно возникшие цепи внешней ОС (например, из-за близкого расположения при монтаже деталей, соединительных проводов входных и выходных цепей усилителя) вызывают так называемую паразитную ОС. В реальных устройствах паразитная связь, как правило, приводит к изменению их свойств в худшую сторону и возникновению других нежелательных явлений (в частности, генерацию паразитных колебаний, частоты которых значительно выше или ниже частот усиливаемых колебаний), часто трудно поддающихся контролю и устранению. На рисунке приведена структурная схема усилителя с коэффициентом усиления К, охваченного внешней цепью ОС с коэффициентом передачи β. Цепь вместе с усилителем, к которому она подключена, образует замкнутый контур, называемый петлей ОС. Стрелками показаны направления прохождения сигнала. Часть усиленного внешнего сигнала с выхода усилителя (прямая цепь передачи сигналов) поступает по цепи ОС на его вход и складывается там с внешним сигналом. При таком сложении амплитуд сигналов (внешнего и ОС) на входе усилителя возможны два принципиально отличных по конечному действию случая: либо сумма амплитуд сигналов больше амплитуды внешнего сигнала (фазы колебаний с одинаковой частотой на выходе цепи ОС и входной сигнала совпадают, сдвиг фаз равен 0°), либо меньше его (их фазы противоположны, сдвиг фаз равен 180°). В первом случае говорят о ПОС (положительной обратной связи), во втором – о ООС (отрицательной ОС). В большинстве случаев ПОС паразитная. Обратная связь (ОС), охватывающая один каскад, называется местной, несколько – общей. Если во входной цепи усилителя вычитается ток в цепи ОС из тока входного сигнала, то такую ООС называют параллельной. Если во входной цепи вычитается напряжение входного сигнала из сигнала ОС, то такую ООС называют последовательной. По способу получения (снятия) сигнала ООС с выхода усилителя различают ООС по напряжению (когда сигнал ООС пропорционален UВЫХ усилителя) и по току (сигнал ООС пропорционален току через нагрузку).   ⇐ Предыдущая12345678Следующая ⇒ Читайте также:  Как правильно слушать собеседника Типичные ошибки при выполнении бросков в баскетболе Принятие христианства на Руси и его значение Средства массовой информации США 

Последнее изменение этой страницы: 2016-04-21; просмотров: 1493; Нарушение авторского права страницы; Мы поможем в написании вашей работы! infopedia. su Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Обратная связь – 176.9.44.166 (0.005 с.)

Характеристики и параметры полевого транзистора: схемы, вольт-амперные кривые

Пример HTML-страницы

Кратко охарактеризуем различные схемы включения полевого транзистора и рассмотрим его характеристики и параметры.

Содержание

1. Схемы включения транзистора.
2. Выходные (стоковые) характеристики транзистора
3. Графический анализ схем с полевыми транзисторами.
4. Свойства транзистора по усилению напряжения

Схемы включения транзистора.

Для полевого транзистора, как и для биполярного, выделяют три схемы включения. Для полевого транзистора это схемы с общим затвором (ОЗ), общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее часто используются схемы с общим истоком.

Для понимания особенностей работы некоторого электронного устройства очень полезно уметь относить конкретное решение к той или иной схеме включения (если схема такова, что это в принципе возможно).

Абрамян Евгений Павлович

Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

Моделирующие программы при замене транзистора математической моделью никак не учитывают способ включения транзистора. Важно понять, что если даже на стадии разработки математической модели имеет место ориентация на конкретную схему включения, то на стадии использования эта модель должна правильно моделировать транзистор во всех самых различных ситуациях.

При объяснении влияния напряжения uис на ширину p-n-перехода фактически использовалась схема с общим истоком (см. рис. 1.87) (Статья 1 Устройство и основные физические процессы). Рассмотрим характеристики, соответствующие этой схеме (что общепринято).

Так как в рабочем режиме i_з = 0, i_u ~ i_с, входными характеристиками обычно не пользуются. Например, для транзистора КП10ЗЛ, подробно рассматриваемого ниже, для тока утечки затвора iз ут при t < 85°С выполняется условие iз ут< 2 мкА.

Изобразим схему с общим истоком (рис. 1.89).

Выходные (стоковые) характеристики транзистора

Выходной характеристикой называют зависимость вида iс=f(uис)|uзи =const где f — некоторая функция.

Изобразим выходные характеристики для кремниевого транзистора типа КП10ЗЛ с p-n-переходом и каналом p-типа (рис. 1.90).

Обратимся к характеристике, соответствующей условию uзи = 0. В так называемой линейной области (uис< 4 В) характеристика почти линейна (все характеристики этой области представляют собой почти прямые линии, веерообразно выходящие из начала координат). Она определяется сопротивлением канала. Транзистор, работающий в линейной области, можно использовать в качестве линейного управляемого сопротивления.

Абрамян Евгений Павлович

Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

При uис = 3 В канал в области стока перекрывается. Дальнейшее увеличение напряжения приводит к очень незначительному росту тока ic, так как с увеличением напряжения область, в которой канал перекрыт (характеризующаяся очень большим удельным сопротивлением), расширяется. При этом сопротивление на постоянном токе промежутка исток-сток увеличивается, а ток ic практически не изменяется.

Ток стока в области насыщения при uзи= 0 и при заданном напряжении uис называют начальным током стока и обозначают через iс нач. Для рассматриваемых характеристик iс нач = 5 мА при uис= 10 В. Для транзистора типа КП10ЗЛ минимальное значение тока iс начравно 1,8 мА, а максимальное — 6,6 мА. При uис > 22 В возникает пробой p-n-перехода и начинается быстрый рост тока.

Теперь кратко опишем работу транзистора при различных напряжениях uзи. Чем больше заданное напряжение uзи , тем тоньше канал до подачи напряжения uис и тем ниже располагается характеристика.

Как легко заметить, в области стока напряжение на p-n-переходе равно сумме uзи+uис. Поэтому чем больше напряжение uзи , тем меньше напряжение uис, соответствующее началу пробоя.

Когда uзи= 3 В, канал оказывается перекрыт областью p-n-перехода уже до подачи напряжения uис . При этом до пробоя выполняется условие i_c = 0. Таким образом,uзи _отс = 3 В.Для рассматриваемого типа транзистора минимальное напряжение отсечки +2 В, а максимальное +5 В. Эти величины соответствуют условию i_c = 10 мкА. Это так называемый остаточный ток стока, который обозначают через ic отс. Полевой транзистор характеризуется следующими предельными параметрами (смысл которых понятен из обозначений):uис _макс,uзс_макс, P_макc.

Для транзистора КП10ЗЛ uис_макс = 10 В,uзс_макс = 15 В, P_макc = 120 мВт (все при t = 85°С).

Графический анализ схем с полевыми транзисторами.

Для лучшего уяснения принципа работы схем с полевыми транзисторами полезно провести графический анализ одной из них (рис. 1.91).

Пусть Е_с = 4 В; определим, в каких пределах будет изменяться напряжение uиспри изменении напряжения uзи от 0 до 2 В.

При графическом анализе используется тот же подход, который был использован при анализе схем с диодами и биполярными транзисторами. Для рассматриваемой схемы, в которой напряжение между затвором и истоком равно напряжению источника напряжения uзи, нет необходимости строить линию нагрузки для входной цепи. Линия нагрузки для выходной цепи задается выражением Е_с =iс·Rс+uис Построим линию нагрузки на выходных характеристиках транзистора, представленных на рис. 1.92.

Из рисунка следует, что при указанном выше изменении напряжения uзинапряжение uис будет изменяться в пределах от 1 до 2,6 В, что соответствует перемещению начальной рабочей точки от точки А до точки В. При этом ток стока будет изменяться от 1,5 до 0,7 мА.

Васильев Дмитрий Петрович

Профессор электротехники СПбГПУ

Задать вопрос

Стокозатворные характеристики (характеристики передачи, передаточные, переходные, проходные характеристики). Стокозатворной характеристикой называют зависимость вида iс=f(uзи) |uис =const где f — некоторая функция.

Такие характеристики не дают принципиально новой информации по сравнению с выходными, но иногда более удобны для использования. Изобразим стокозатворные характеристики для транзистора КП10ЗЛ (рис. 1.93).

Для некоторых транзисторов задается максимальное (по модулю) допустимое отрицательное напряжение uзи, например, для транзистора 2П103Д это напряжение не должно быть по одулю больше чем 0,5 В.

Свойства транзистора по усилению напряжения

• Крутизна стокозатворной характеристики S (крутизна характеристики полевого транзистора):

S= |diс/duзи|uзи – заданное, uис =const Обычно задается u зи= 0. При этом для транзисторов рассматриваемого типа крутизна максимальная. Для КП10ЗЛS = 1,8…3,8 мА/В при u ис= 0 В, uзи= 0, t = 20°С.

• Внутреннее дифференциальное сопротивление R_{ис диф} (внутреннее сопротивление)

Rисдиф= (duис/ diс) |uис–заданное,uзи= const

Для КП10ЗЛ R_{ис диф} = 25 кОм при u ис= 10 В,uзи=0.

• Коэффициент усиления

M = (duис/ duзи) |uзи–заданное,iс= const

Можно заметить, что M =S· R_{ис диф}

Для КП10ЗЛ при S = 2 мA/B и R_{ис диф} = 25 кОм М = 2 (мА/В) · 25 кОм = 50.

• Инверсное включение транзистора.

Полевой транзистор, как и биполярный, может работать в инверсном режиме. При этом роль истока играет сток, а роль стока — исток.

Прямые (нормальные) характеристики могут отличаться от инверсных, так как области стока и истока различаются конструктивно и технологически.

• Частотные (динамические) свойства транзистора.

В полевом транзисторе в отличие от биполярного отсутствуют инжекция неосновных носителей и их перемещение по каналу, и поэтому не эти явления определяют динамические свойства. Инерционность полевого транзистора определяется в основном процессами перезаряда барьерной емкости p-n-перехода. Свое влияние оказывают также паразитные емкости между выводами и паразитные индуктивности выводов.

В справочных данных часто указывают значения следующих дифференциальных емкостей, которые перечислим ниже:

• входная емкость С_зи — это емкость между затвором и истоком при коротком замыкании по переменному току выходной цепи;
• проходная емкость С_зс — это емкость между затвором и стоком при разомкнутой по переменному току входной цепи;
• выходная емкость С_ис — это емкость между истоком и стоком при коротком замыкании по переменному току входной цепи.

Для транзистора КП10ЗЛ С_зи < 20 пФ, С_зс << 8 пФ при uис= 10 В и uзи= 0.

Крутизну S, как и коэффициент B биполярного транзистора, в ряде случаев представляют в форме комплексного числа S. При этом, как и для коэффициента B, определяют предельную частоту f_пpед. Это та частота, на которой выполняется условие:

| Ś | = 1 / √2 ·S_пт где S_пт — значение S на постоянном токе.

Для транзистора КП103Л данные по f_пpед в использованных справочниках отсутствуют, но известно, что его относят к транзисторам низкой частоты (предназначенным для работы на частотах до 3 МГц).

Основные схемы включения транзисторов

Транзистор, как полупроводниковый прибор, имеющий три электрода (эмиттер, базу, коллектор), можно включить тремя основными способами (рис. 1 — 6).

1. Схемы включения транзисторов структуры N-P-N
2. Схемы включения транзисторов структуры P-N-P
3. Применение схем включения транзисторов
4. Схемы включения полевых транзисторов
5. Схемы составных транзисторов

Как известно, входной сигнал поступает на усилитель по двум проводам; выходной сигнал отводится также по двум проводам. Следовательно, для трех-электродного усилительного прибора при подаче входного и съеме выходного сигнала по двум проводам один из электродов будет непременно общим.

Соответственно тому, какой из электродов в схеме включения транзистора будет являться общим, различают три основные схемы включения: с общим эмиттером (ОЭ), общим коллектором (ОК) и общей базой (ОБ).

Схемы включения транзисторов структуры N-P-N

Рис. 1. Схема включения N-P-N транзистора с общим эмиттером (ОЭ).

Рис. 2. Схема включения N-P-N транзистора общим коллектором (ОК).

Рис. 3. Схема включения N-P-N транзистора с общей базой (ОБ).

Практические варианты схем включения транзисторов структуры п-р-п и р-п-р приведены на рисунках 1-6. Как следует из сопоставления рисунков, схемы эти идентичны и различаются лишь полярностью подаваемого напряжения.

Для определения входного (RBх.) и выходного (RBыx.) сопротивления каждой из схем включения, а также коэффициентов усиления по току (К,), напряжению (Ки) и мощности (КР=К|ХКи) расчетные и экспериментальные значения и формулы приведены в следующих таблицах:

Таблица с формулами приведена для приближенных расчетов, а для первоначальной, первичной оценки и сравнения свойств основных схем включения транзисторов предназначена вторая таблица с численными оценками.

Обозначения в таблице следующие:

• RH — сопротивление нагрузки;
• R3 — сопротивление эмиттера или отношение изменения напряжения на эмиттерном переходе к изменению тока эмиттера в режиме короткого замыкания в выходной цепи по переменному току;
• RB — сопротивление базы или отношение изменения напряжения между эмиттером и базой к изменению тока коллектора в режиме холостого хода входной цепи по переменному току;
• а — коэффициент усиления по току для схемы с общей базой;
• р — коэффициент усиления по току для схемы с общим эмиттером.

Схемы включения транзисторов структуры P-N-P

Рис. 4. Схема включения P-N-P транзистора с общим эмиттером (ОЭ).

Рис. 5. Схема включения P-N-P транзистора с общим коллектором (ОК).

Рис. 6. Схема включения P-N-P транзистора с общей базой (ОБ).

Применение схем включения транзисторов

Наиболее часто в практических схемах используют режим включения транзистора с общим эмиттером (как обладающий наибольшим коэффициентом усиления по мощности).

Эмиттерные повторители (схемы с общим коллектором) применяют для согласования высокого выходного сопротивления источника сигнала с низким входным сопротивлением нагрузки. Для построения высокочастотных усилителей (имеющих низкое входное сопротивление) используют схемы с общей базой.

В зависимости от наличия, полярности и величины потенциалов на электродах транзисторов различают несколько режимов его работы:

• Насыщение — транзистор открыт, напряжение на переходе К— Э минимально, ток через переходы максимален;
• Отсечка — транзистор закрыт, напряжение на переходе К — Э максимально, ток через переходы минимален;
• Активный — промежуточный между режимом насыщения и отсечки;
• Инверсный — характеризуется подачей на электроды транзистора обратной (инверсной) полярности рабочего напряжения.

В переключательно-коммутирующих схемах, имеющих только два состояния: включено (сопротивление ключевого элемента близко к нулю) и выключено (сопротивление ключевого элемента стремится к бесконечности), используются режимы насыщения и отсечки.

Активный режим широко применяют для усиления сигналов. Инверсный режим используют достаточно редко, поскольку улучшить показатели схемы при таком включении транзистора не удается.

Для того чтобы без расчетов первоначально оценить величины RC-элементов, входящих в состав схем (рис. 1, 2, 4, 5), можно принять величину сопротивления в коллекторной (эмиттерной) цепи равной нескольким кОм, а величину сопротивления в цепи базы в 30…50 раз большим.

При этом напряжение на коллекторе (эмиттере) должно быть равно половине напряжения питания. Для схемы с общей базой (рис. 3, 6) величина сопротивления R3, обычно не превышает 0,1… 1 кОм, величина сопротивления R2 составляет несколько кОм.

Величины реактивных сопротивлений конденсаторов С1 — C3 для наиболее низких частот, которые требуется усилить, должны быть примерно на порядок ниже соединенных с ними активных сопротивлений R1 — R3 (рис. 1 — 6).

В принципе, величины этих емкостей можно было бы выбрать со значительным запасом, но в этом случае увеличиваются габариты переходных конденсаторов, их стоимость, токи утечки, длительность переходных процессов и т. д.

В качестве примера приведем таблицу для быстрого определения величины реактивного сопротивления конденсаторов для нескольких частот:

Напомним, что реактивное сопротивление конденсатора Хс, Ом, можно вычислить по формуле:

Для постоянного тока реактивное сопротивление конденсаторов стремится к бесконечности. Следовательно, для усилителей постоянного тока (нижняя граничная частота усиления равна нулю) переходные конденсаторы не требуются, а для разделения каскадов необходимо предусматривать специальные меры.

Конденсаторы в цепях постоянного тока равносильны обрыву цепи. Поэтому при построении схем усилителей постоянного тока используют схемы с непосредственными связями между каскадами.

Разумеется, в этом случае необходимо согласование уровней межкаскадных напряжений.

При усилении переменного тока в цепи нагрузки усилительных каскадов зачастую используют индуктивные элементы. Отметим, что реактивное сопротивление индуктивностей растет с увеличением частоты.

Соответственно, с изменением сопротивления нагрузки от частоты, растет и коэффициент усиления такого каскада.

Схемы включения полевых транзисторов

Помимо биполярных транзисторов широкое распространение приобрели более современные элементы — полевые транзисторы (рис. 7—9).

Рис. 7. Схема включения полевого транзистора с общим истоком (ОИ).

Рис. 8. Схема включения полевого транзистора с общим стоком (ОС).

По аналогии со схемами включения биполярных транзисторов полевые включают с общим истоком, общим стоком и с общим затвором.

Рис. 9. Схема включения полевого транзистора с общим затвором (ОЗ).

Основные расчетные соотношения для этих схем включения полевых транзисторов приведены в таблице:

где:

• S — крутизна характеристики полевого транзистора, мА/В;
• R, — внутреннее сопротивление транзистора.

Ориентировочно величина R1 (рис. 7—9) может быть от нескольких Ом до единиц МОм, а R2 — несколько кОм. Отметим, что, как и для биполярных транзисторов, полевые также допускают работу с отсечкой, с насыщением; активный и инверсный режимы.

Схемы составных транзисторов

Для увеличения коэффициента передачи по току биполярного транзистора используют «составные» транзисторы, включаемые по схеме Дарлингтона (рис. 10—13).

Общий их коэффициент усиления несколько отличается от произведения коэффициентов усиления каждого из транзисторов. Одновременно ухудшается температурная стабильность схемы.

Рис. 10. Схема составного транзистора из двух кремниевых структуры N-P-N.

Рис. 11. Схема составного N-P-N транзистора из трех кремниевых структуры N-P-N. 

Рис. 12. Схема составного N-P-N транзистора из двух кремниевых структуры N-P-N и P-N-P. 

Рис. 13. Схема составного P-N-P транзистора из двух кремниевых структуры P-N-P и N-P-N.

Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1), 2003 год.

LC-генераторы на полевых транзисторах .

Шпионские штучки [Секреты тайной радиосвязи]

В рассмотренных ранее схемотехнических решениях LC-генераторов в качестве активного элемента использовался биполярный транзистор. Однако при разработке миниатюрных радиопередатчиков и радиомикрофонов широко применяются схемы активных элементов, выполненных на полевых транзисторах. Главное достоинство полевых транзисторов, часто называемых канальными или униполярными, заключается в высоком входном сопротивлении, соизмеримом с входным сопротивлением электронных ламп. Особую группу составляют полевые транзисторы с изолированным затвором.

По переменному току полевой транзистор активного элемента высокочастотного генератора может быть включен с общим истоком, с общим затвором или с общим стоком. При разработке микропередатчиков чаще используются схемотехнические решения, в которых полевой транзистор по переменному току включен по схеме с общим стоком. Такая схема включения полевого транзистора аналогична схеме включения с общим коллектором для биполярного транзистора. В активном элементе, выполненном на полевом транзисторе, включенном по схеме с общим стоком, нагрузка подключена в цепь истока транзистора, а выходное напряжение снимается с истока по отношению к шине корпуса.

Коэффициент усиления по напряжению такого каскада, часто называемого истоковым повторителем, близок к единице, то есть выходное напряжение практически равно входному. При этом фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами отсутствует. Истоковые повторители отличает сравнительно небольшое входное сопротивление при повышенном входном сопротивлении. Помимо этого для таких каскадов характерна малая входная емкость, что приводит к увеличению входного сопротивления на высоких частотах.

Одним из критериев классификации LC-генераторов на полевых транзисторах, как и генераторов на биполярных транзисторах, является схемотехническое решение цепи положительной обратной связи. В зависимости от примененной схемы цепи ПОС такие генераторы делятся на генераторы с индуктивной связью, с емкостной связью и трехточечные генераторы (так называемые трехточки). В генераторах с индуктивной связью цепь положительной обратной связи между входным и выходным электродами транзистора образована индуктивной связью, а в генераторах с емкостной связью – емкостной. В трехточечных ВЧ-генераторах, которые в свою очередь делятся на индуктивные и емкостные трехточки, резонансный контур подключен к активному элементу в трех точках.

Следует признать, что при разработке высокочастотных генераторов для миниатюрных радиопередающих устройств особой популярностью пользуются схемотехнические решения с полевыми транзисторами, основанные на применении индуктивной трехточки (схема Хартли). Дело в том, что на высоких частотах комплексное входное сопротивление полевого транзистора велико. Поэтому транзистор практически не шунтирует резонансный контур, то есть не оказывает никакого влияния на его параметры. Принципиальная схема одного из вариантов высокочастотного LC-генератора, выполненного по схеме Хартли на полевом транзисторе, включенном по переменному току по схеме с общим стоком, приведена на рис.  3.10.

Рис. 3.10. Принципиальная схема LC-генератора на полевом транзисторе по схеме Хартли

В рассматриваемой схеме активный элемент LC-генератора выполнен на полевом транзисторе VT1, который по переменному току включен по схеме истокового повторителя, то есть с общим стоком. Электрод стока транзистора замкнут на шину корпуса через конденсатор С2. Резонансный контур образован включенными параллельно подстроечным конденсатором С1 и катушкой индуктивности L1, от параметров которых зависит частота генерируемых колебаний. Этот контур подключен в цепь затвора полевого транзистора VT1.

Возникшие в резонансном контуре колебания подаются на затвор транзистора VT1. При положительной полуволне входного сигнала на затвор поступает соответственно положительное напряжение, в результате чего возрастает проводимость канала, а ток стока растет. При отрицательной полуволне колебания на затвор поступает соответственно отрицательное напряжение, в результате чего проводимость канала снижается, а ток стока уменьшается. Снимаемое с электрода истока транзистора VT1 напряжение подается в резонансный контур, а именно на вывод катушки L1, которая по отношению к истоку транзистора включена по схеме повышающего автотрансформатора. Такое включение позволяет увеличить коэффициент передачи цепи положительной обратной связи до необходимого уровня, то есть обеспечивает соблюдение условия баланса амплитуд. Выполнение условия баланса фаз обеспечивается включением транзистора VT1 по схеме с общим стоком.

Соблюдение условий баланса амплитуд и баланса фаз приводит к возникновению устойчивых колебаний на частоте резонанса колебательного контура. При этом частота генерируемого сигнала может изменяться с помощью подстроечного конденсатора С1 колебательного контура. Выходной сигнал, формируемый генератором, снимается с электрода истока полевого транзистора VT1.

При конструировании высокочастотных генераторов для микропередатчиков нередко используются схемотехнические решения с полевыми транзисторами, основанные на применении емкостной трехточки (схема Колпитца). Принципиальная схема одного из вариантов высокочастотного LC-генератора, выполненного по схеме Колпитца на полевом транзисторе, включенном по переменному току по схеме с общим стоком, приведена на рис. 3.11.

Рис. 3.11. Принципиальная схема LC-генератора на полевом транзисторе по схеме Колпитца

Активный элемент данного LC-генератора выполнен на полевом транзисторе VT1, который по переменному току включен по схеме с общим стоком. При этом электрод стока транзистора замкнут на шину корпуса через конденсатор С5. Параллельный резонансный контур образован катушкой индуктивности L1 и конденсаторами С1 – С4, от параметров которых зависит частота генерируемых колебаний. Этот контур включен в цепь затвора полевого транзистора.

Возникшие в резонансном контуре колебания подаются на затвор транзистора VT1. Снимаемое с электрода истока транзистора VT1 напряжение через цепь обратной связи подается в резонансный контур, а именно в точку соединения конденсаторов С3 и С4, образующих емкостной делитель. Выбор соответствующих величин емкостей конденсаторов С3 и С4, а также необходимого соотношения этих величин позволяет подобрать такой уровень коэффициента передачи цепи положительной обратной связи, при котором обеспечивается соблюдение условия баланса амплитуд. Выполнение условия баланса фаз обеспечивается включением транзистора VT1 по схеме с общим стоком.

Соблюдение условий баланса амплитуд и баланса фаз обеспечивает возникновение устойчивых колебаний на частоте резонанса колебательного контура. При этом частота генерируемого сигнала может изменяться с помощью конденсатора С2 (грубая настройка) и конденсатора С1 (точная настройка). Выходной сигнал частотой около 5 МГц, формируемый генератором, снимается с электрода истока полевого транзистора VT1.

13.3: MOSFET повторители с общим стоком

1. Последнее обновление

2. Сохранить как PDF

Идентификатор страницы

25335

• Джеймс М. Фиоре
• Муниципальный колледж Mohawk Valley

Как обсуждалось в разделе, посвященном JFET, усилитель с общим стоком также известен как истоковый повторитель. Схема усилителя-прототипа с моделью устройства показана на рисунке \(\PageIndex{1}\). Как и во всех повторителях напряжения, мы ожидаем коэффициента усиления неинвертирующего напряжения, близкого к единице, с высоким \(Z_{in}\) и низким \(Z_{out}\).

Рисунок \(\PageIndex{1}\): Прототип общего стока (исходного повторителя).

Как обычно, входной сигнал подается на клемму затвора, а выходной сигнал берется из источника. Поскольку выход находится в источнике, нельзя использовать схемы смещения, в которых клемма источника заземлена, например, нулевое смещение и смещение делителя напряжения.

13.3.1: Коэффициент усиления по напряжению

Уравнение усиления по напряжению для повторителя с общим стоком составляется следующим образом: }\), и выразим эти напряжения через их эквиваленты по закону Ома. Нагрузка теперь находится в истоке MOSFET, поэтому ее можно обозначить как \(r_L\) или \(r_S\).

\[A_v = \frac{v_{out}}{v_{i n}} = \frac{v_S}{v_G} = \frac{v_L}{v_G} \\ A_v = \frac{i_D r_L}{i_D r_L+v_{GS}} \\ A_v = \frac{g_m v_{GS} r_L}{g_m v_{GS} r_L+v_{GS}} \\ A_v = \frac{g_m r_L}{g_m r_L+1} \метка{13.5} \]

или, если предпочтительнее,

\[A_v = \frac{g_m r_S}{g_m r_S+1} \label{13.5b} \]

Если \(g_mr_S \gg 1\), усиление по напряжению будет очень близко к единице; желаемый результат.

13.3.2: Входной импеданс

Анализ входного импеданса истокового повторителя практически идентичен анализу для усилителя с общим истоком. Тот же комментарий относится к упрощению резисторов смещения затвора, чтобы получить значение \(r_G\).

\[Z_{in} = r_G || r_{GS} \ приблизительно r_G \label{13.6} \]

13.3.3: Выходное сопротивление

Чтобы определить выходное сопротивление, мы модифицируем схему на рисунке \(\PageIndex{1}\), отделив сопротивление нагрузки от резистора смещения истока. Это показано на рисунке \(\PageIndex{2}\).

Рисунок \(\PageIndex{2}\): Анализ выходного импеданса истокового повторителя.

Оглядываясь назад на источник с точки зрения нагрузки, мы обнаруживаем, что резистор смещения источника \(R_S\) параллелен импедансу, обращенному назад к клемме источника.

\[Z_{выход} = R_S || Z_{источник} \nonumber \]

Чтобы найти \(Z_{источник}\), обратите внимание, что напряжение в источнике равно \(v_{GS}\), а ток, поступающий в этот узел, равен \(i_D\). Соотношение двух даст импеданс, если смотреть назад в источник.

\[Z_{источник} = \frac{v_{GS}}{i_D} \\ Z_{источник} = \frac{v_{GS}}{g_m v_{GS}} \\ Z_{источник} = \ frac{1}{g_m} \label{13.7} \]

Следовательно, выходное сопротивление равно

\[Z_{out} = R_S || \frac{1}{g_m} \label{13.8} \]

Глядя на уравнение \ref{13.8} становится очевидным, что чем выше крутизна, тем ниже выходной импеданс. Как отмечалось ранее, большая крутизна также означает, что коэффициент усиления по напряжению будет близок к единице. Как правило, для истокового повторителя желательна большая крутизна.

Пришло время привести несколько наглядных примеров.

Пример \(\PageIndex{1}\)

Для схемы на рисунке \(\PageIndex{3}\) определите усиление по напряжению и входное сопротивление. Предположим, что \(V_{GS(off)}\) = -0,8 В и \(I_{DSS}\) = 30 мА.

Рисунок \(\PageIndex{3}\): Схема для примера \(\PageIndex{1}\).

В этом усилителе используется самосмещение, поэтому нам необходимо определить \(g_{m0}R_S\).

\[g_{m0} =- \frac{2 I_{DSS}}{V_{GS (off)}} \nonumber \]

\[g_{m0} =- \frac{2 \times 30mA} {−0,8 В} \номер \]

\[g_{m0} = 75 мс \неномер \]

) = 16,2. Из уравнения или графика самосмещения получается, что ток стока составляет 2,61 мА.

\[g_m = g_{m0} \sqrt{\frac{I_D}{I_{DSS}}} \nonumber \]

\[g_m = 75 мСм \sqrt{\frac{2,61 мА} {30 мА} } \nonumber \]

\[g_m = 22,1 мс \nonumber \]

Коэффициент усиления по напряжению равен

\[A_v = \frac{g_m r_S}{g_m r_S+1} \nonumber \]

\[A_v = \frac{22,1 мСм(270\Омега || 150 \Омега )}{22,1 мСм \times (270 \Омега || 150\Омега ) +1} \номер \]

\[A_v = 0,68 \неномер \]

Наконец, для входного импеданса имеем

\[Z_{in} = 1,2 МОм\Омега || Z_{in(gate)} \примерно 1,2 M\Omega \nonumber \]

Пример \(\PageIndex{2}\)

Для схемы на рисунке \(\PageIndex{4}\) определите усиление по напряжению и входное сопротивление. Предположим, что \(V_{GS(off)}\) = -2,5 В и \(I_{DSS}\) = 80 мА.

Рисунок \(\PageIndex{4}\): Схема для примера \(\PageIndex{2}\).

В этом повторителе используется P-канальное устройство с комбинированным смещением. Обратите внимание, что клемма источника находится вверху схемы. Сначала определите \(g_{m0}R_S\) и коэффициент смещения, \(k\). Затем можно использовать комбинированное уравнение смещения для определения тока стока.

\[g_{m0} =- \frac{2 I_{DSS}}{V_{GS (off )}} \nonumber \]

\[g_{m0} =- \frac{2 \times 80 мА }{−2,5 В} \nonumber \]

\[g_{m0} = 64 мСм \nonumber \]

} R_S\) = 115,2. Коэффициент смещения равен \(V_{SS}/V_{GS(off)}\) или 4. Комбинированное уравнение смещения (уравнение 10.9) дает \(I_D\) = 6,67 мА.

Теперь мы можем найти крутизну и коэффициент усиления по напряжению.

\[g_m = g_{m0} \sqrt{\frac{I_D}{I_{DSS}}} \nonumber \]

\[g_m = 64 мСм \sqrt{\frac{6,67 мА}{80 мА}} \nonnumber \]

\[g_m = 18,5 мСм \nonnumber \]

Коэффициент усиления по напряжению равен

\[A_v = \frac {g_m r_S}{g_m r_S+1} \nonumber \]

\[A_v = \frac{18,5 мСм(1,8k \Омега || 800\Омега )}{18,5 мСм \times (1,8 к\Омега || 800 \Omega ) +1} \nonnumber \]

\[A_v = 0,91 \nonnumber \]

Наконец, входное сопротивление равно

\[Z_{in} = 560 k\Omega || Z_{in(gate)} \приблизительно 560 k\Omega\nonumber\]

---

Эта страница под названием 13. 3: MOSFET Common Drain Followers распространяется в соответствии с лицензией CC BY-NC-SA 4.0, автором, ремиксом и/или куратором выступил Джеймс М. Фиоре с помощью исходного контента, отредактированного в соответствии со стилем и стандартами платформа LibreTexts; подробная история редактирования доступна по запросу.

1. Наверх

• Была ли эта статья полезной?

1. Тип изделия

   Раздел или Страница

   Автор

   Джеймс М. Фиоре

   Лицензия

   CC BY-NC-SA

   Версия лицензии

   4,0

   Показать оглавление

   нет

2. Теги

   1. источник@http://www. dissidents.com/resources/SemiconductorDevices.pdf

Глава 9: Однотранзисторные каскады усилителя: [Analog Devices Wiki]

Эта версия (07 октября 2020 г., 16:38) была одобрена Дугом Мерсером. Доступна ранее одобренная версия (07 октября 2020 г., 16:37).

Содержание

• Глава 9: Однотранзисторные каскады усилителя:

  • 9.1 Базовые усилители

  • 9.2 Инвертирующий усилитель напряжения или общий эмиттер/источник

    • 9.2.1 Методы смещения постоянного тока, общий эмиттер/источник

    • 9.2.2 Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала, общий эмиттер или источник

    • 9.2.3 Входное сопротивление малого сигнала, общий эмиттер или источник

    • 9.2.4 Выходное сопротивление малого сигнала, общий эмиттер или источник

    • 9.2.5 Общий излучатель и источник Лабораторная деятельность

  • 9. 3 Повторитель тока, также известный как усилитель с общей базой или затвором

    • 9.3.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

    • 9.3.2 Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

    • 9.3.3 Входное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

    • 9.3.4 Выходное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

    • 9.4 Повторители напряжения (также называемые повторителями эмиттера или истока или усилителями с общим коллектором или стоком)

    • 9.4.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель напряжения или усилитель с общим коллектором/стоком

    • 9.4.2 Коэффициент усиления по напряжению, общий коллектор или усилитель стока

    • Пример 9.4.2 Расчет коэффициента усиления по напряжению

    • 9. 4.3 Входное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

    • 9.4.4 Выходное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

    • 9.4.5 Повторитель напряжения (общий коллектор или сток) Лабораторная работа

  • 9.5 Серийная обратная связь: дегенерация эмиттер/исток

    • 9.5.1 Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала с дегенерацией эмиттер/исток

    • 9.5.2 Входной импеданс малого сигнала с дегенерацией эмиттер/исток

    • 9.5.3 Выходное сопротивление малых сигналов с дегенерацией эмиттер/исток

    • 9.5.4 Методы смещения постоянного тока с дегенерацией эмиттер/исток

    • 9.5.5 Резюме – выполнение анализа слабых сигналов:

  • 9.6 Теорема Миллера

  • 9.7 Шунт обратной связи:

    • 9.7.1 Версия MOS

    • 9.7.2 Версия BJT Методы смещения постоянного тока

    • Пример 9. 7.2 Использование теоремы Миллера

    • Упражнение 9.7

    • 9.7.5 Эффект Миллера

    • Пример 9.7.3 Емкость Миллера Пример

  • Краткое содержание главы:

    • Приложение: Теорема о поглощении источника

    • Пример A1: определение сопротивления излучателя с использованием теоремы о поглощении источника

  • Дополнительные темы:

    • AT1 Генерация диодного смещения

9.1 Базовые усилители

Термин «усилитель», используемый в этой главе, означает схему (или каскад), использующую одно активное устройство, а не полную систему, такую ​​как операционный усилитель на интегральной схеме. Усилитель — это устройство для увеличения мощности сигнала. Это достигается за счет получения энергии от источника питания и управления выходным сигналом для дублирования формы входного сигнала, но с большей амплитудой (напряжение или ток). В этом смысле усилитель можно рассматривать как модулирующий напряжение или ток источника питания для получения выходного сигнала.

Базовый усилитель, рисунок 9.1, имеет два порта и характеризуется коэффициентом усиления, входным сопротивлением и выходным сопротивлением. Идеальный усилитель имеет бесконечный входной импеданс (R _в = ∞), нулевой выходной импеданс (R _вых = 0) и бесконечный коэффициент усиления (A _vo = ∞) и, при желании, бесконечную полосу пропускания.

Рисунок 9.1 Базовая модель усилителя

Транзистор, как мы видели в предыдущей главе, представляет собой трехвыводное устройство. Представление базового усилителя в виде двухпортовой сети, как на рисунке 9..1, потребуется две входных и две выходных клеммы, всего четыре. Это означает, что один из выводов транзистора должен быть общим как для входной, так и для выходной цепи. Это приводит к названиям с общим эмиттером и т. д. для трех основных типов усилителей. Самый простой способ определить, подключено ли устройство как общий эмиттер/исток, общий коллектор/сток или общая база/затвор, состоит в том, чтобы проверить, где входной сигнал входит и выходит выходной сигнал. Таким образом, оставшийся терминал является общим как для ввода, так и для вывода. В этой главе мы в основном будем использовать транзисторы n-типа (NPN, NMOS) в примерах схем. Те же базовые усилительные каскады могут быть легко реализованы с использованием транзисторов p-типа (PNP, PMOS). При сборке больших многокаскадных усилителей оба типа транзисторов часто перемежаются друг с другом.

Сборные каскады усилителя:

1. Инвертирующий усилитель напряжения (также называемый усилителем с общим эмиттером или общим истоком)
   

2. Повторитель тока (также называемый общей базой, общим затвором или каскодом)
   

3. Повторитель напряжения (также называемый усилителем с общим коллектором или общим стоком)
   

4. Последовательная обратная связь (чаще: дегенерация эмиттера/источника)
   

5. Шунт обратной связи

9.

2 Инвертирующий усилитель напряжения или общий эмиттер/источник

Усилитель с общим эмиттером/источником представляет собой одну из трех основных топологий однокаскадного усилителя. Версии BJT и MOS работают как инвертирующий усилитель напряжения и показаны на рис. 9.2. База или вывод затвора транзистора служит входом, коллектор или сток – выходом, а эмиттер или исток является общим как для входа, так и для выхода (он может быть связан с заземлением или шиной питания), что дает свое общее название.

Рисунок 9.2: Базовая схема инвертирующего усилителя напряжения n-типа (без учета деталей смещения)

Усилитель с общим эмиттером или источником можно рассматривать как усилитель крутизны (, т. е. , входное напряжение, выходной ток) или как усилитель напряжения (входное напряжение, выходное напряжение). В случае усилителя крутизны входное напряжение малого сигнала, v _{должно быть} для BJT или v _gs для полевого транзистора, умноженное на крутизну устройства g _m , модулирует величину тока, протекающего через транзистор, i _c или i _d . Пропуская этот переменный ток через выходное сопротивление нагрузки, R _L , он будет преобразован обратно в напряжение V _out . Однако малое сопротивление выходного сигнала транзистора, r _o , обычно недостаточно велико для усилителя с хорошей крутизной (в идеале бесконечного). Выходная нагрузка R _L также недостаточно мала для усилителя приличного напряжения (в идеале — нуля). Другим серьезным недостатком является ограниченная высокочастотная характеристика усилителя, отчасти из-за встроенной в транзистор емкости базы коллектора или затвора стока. Подробнее о том, как эта емкость влияет на частотную характеристику, в следующем разделе этой главы. Поэтому на практике выход часто направляется либо через повторитель напряжения (каскад с общим коллектором или стоком), либо через повторитель тока (каскад с общей базой или затвором), чтобы получить более благоприятные выходные и частотные характеристики. Эта последняя комбинация называется каскодным усилителем, как мы увидим позже в главе, посвященной многокаскадным усилителям.

По сравнению с усилителем с общим эмиттером на биполярных транзисторах, усилитель с общим истоком на полевых транзисторах имеет более высокое входное сопротивление. Обычно меньшие г _м полевого транзистора по сравнению с биполярным транзистором при одинаковых уровнях тока приводят к более низкому коэффициенту усиления по напряжению для версии МОП.

9.2.1 Методы смещения постоянного тока, общий эмиттер/источник

Для того чтобы усилитель с общим эмиттером или истоком обеспечивал наибольший размах выходного напряжения, напряжение на выводах базы или затвора транзистора смещено таким образом, что транзистор номинально работает на полпути между точками отсечки и насыщения. Обратите внимание на характеристические кривые NMOS (a) и NPN (b) на рис. 9..2.1. Это позволяет каскаду усилителя более точно воспроизводить положительные и отрицательные половины входного сигнала, наложенные на напряжение смещения постоянного тока. Без этого смещающего напряжения смещения усиливалась бы только положительная половина формы входного сигнала.

а) НМОП

(б) НПН

Рисунок 9.2.1 (a) кривые I _D в сравнении с V _DS и (b) кривые I _C в сравнении с V _CE

Красная линия, наложенная на два набора кривых, представляет линию нагрузки постоянного тока 400 Ом R _L . Чтобы максимизировать выходной размах, желательно установить рабочую точку транзистора при нулевом входном сигнале при напряжении стока или коллектора, равном половине напряжения питания, которое в данном случае будет 4 вольта. Нахождение соответствующего тока стока или коллектора вдоль линии нагрузки дает нам целевой уровень тока. Это около 10 мА для R _L , равное 400 Ом. Следующим шагом является определение соответствующих V _GS или I _B для 10 мА I _D или I _C . В примере NMOS каждая кривая представляет различные V _GS от 0,9 вольт до 1,5 вольт с шагом 0,1 вольта. Устройство NMOS, используемое в этом примере, имеет крутизну около 40 мА/ В . Точка I _D , равная 10 мА на линии нагрузки, находится между кривыми 1,4 В и 1,3 В или V _GS с 1,32 В. В примере с NPN каждая кривая представляет разные I _B от 10 мкА до 100 мкА с шагом 10 мкА. Кривая 50 мкА пересекает линию нагрузки при I _C = 10 мА. Поэтому β транзистора должно быть около 200. Теперь задача состоит в том, чтобы каким-то образом обеспечить это смещение постоянного тока или смещение на затворе или базе транзистора.

Первый метод смещения, который мы рассмотрим, называется смещением делителя напряжения и показан на рис. 9.2.2. Если мы выберем правильные номиналы резисторов для R ₁ и R ₂ , это приведет к току коллектора или стока, что половина напряжения питания, V + появляется на R _L , мы должны получить желаемое значение V _GS или V _BE (I _B ) для смещения без входного сигнала. Для случая МОП мы знаем, что через затвор не протекает ток, поэтому можно использовать простой коэффициент делителя напряжения, чтобы выбрать R ₁ и R ₂ . Если В + = 8 В и мы хотим, чтобы В _GS равнялось 1,32 В , то:

Фактические значения R ₁ и R ₂ не так важны, просто их соотношение. Однако выбранный нами коэффициент делителя будет правильным только для одного набора условий напряжения питания, порогового напряжения и крутизны транзистора, а также температуры. В реальных проектах часто используются более сложные схемы смещения.

Рисунок 9.2.2 Смещение делителя напряжения

Для случая NPN вычисления несколько сложнее. Мы знаем, что хотим, чтобы I _B был равен 50 мкА. Ток, который течет в R ₁ представляет собой сумму тока в R ₂ и I _B , которая устанавливает верхнюю границу для R ₁ , когда R ₂ бесконечно и ток в R ₂ не течет. Если предположить, что номинальное значение В _BE равно 0,65 В, то R ₁ не должно превышать 7,35 В/50 мкА или 147 кОм. Назначение делителя напряжения состоит в том, чтобы ослабить колебания В + и, таким образом, сделать рабочую точку постоянного тока транзистора менее чувствительной к В +. Для этого нужно сделать ток в R ₂ во много раз больше, чем I _B . Если мы, например, решим сделать I _R2 9 раз I _B , то ток в R ₁ будет 10*I _B или 500 мкА. R ₁ будет 1/10 того, что мы только что рассчитали как верхнюю границу или 14,7 кОм. R ₂ будет В _BE , деленное на 450 мкА или 1,444 кОм, что является коэффициентом делителя 0,8921. Если бы мы просто использовали 8V- V _BE /8V в качестве отношения (предположим, что V _BE = 0,65 В) коэффициент делителя был бы 0,8125. С учетом I _B сдвинули требуемое соотношение. Эти значения нужно было бы немного скорректировать, если бы фактическое V _BE не было 0,65 вольта (или β не было 200), которое мы использовали в этом расчете. Это указывает на основное ограничение этой схемы смещения, как мы указали в примере с MOS выше. Это чувствительность к конкретным характеристикам устройства, таким как V _BE и β, а также напряжение питания и температура.

Следствием включения этой схемы смещения является снижение входного импеданса. Вход теперь включает параллельную комбинацию R ₁ и R ₂ на входе. Для случая MOS теперь задается входное сопротивление. Для случая BJT мы теперь имеем R ₁ ||R ₂ ||r _π в качестве эффективного входного сопротивления.

Есть еще одна незначительная неудобная проблема с этой схемой смещения, когда она подключена к предыдущему каскаду на пути прохождения сигнала. Эта конфигурация смещения размещает источник входного сигнала переменного тока непосредственно параллельно резистору R 9.0404 2 делителя напряжения. Это может быть неприемлемо, так как источник входного сигнала может увеличивать или уменьшать постоянное напряжение, падающее на R ₂ .

Один из способов заставить эту схему работать, хотя может быть и неясно, почему она будет работать, состоит в том, чтобы поместить разделительный конденсатор между источником входного напряжения и делителем напряжения, как показано на рисунке 9.2.3 ниже.

Рисунок 9.2.3 Конденсатор связи C _C предотвращает протекание тока смещения делителя напряжения в источник входного сигнала.

Конденсатор образует фильтр верхних частот между источником входного сигнала и делителем постоянного напряжения, пропуская почти всю переменную часть входного сигнала на транзистор, в то же время блокируя короткое замыкание всего напряжения смещения постоянного тока через источник входного сигнала. Это имеет гораздо больше смысла, если вы понимаете теорему суперпозиции и то, как она работает. Согласно суперпозиции, любую линейную двустороннюю цепь можно анализировать по частям, рассматривая только один источник питания за раз, а затем алгебраически добавляя эффекты всех источников питания, чтобы получить окончательный результат. Если бы мы разделили конденсатор и R ₁ /R ₂ Схема делителя напряжения от остальной части усилителя, возможно, будет легче понять, как будет работать это наложение переменного и постоянного тока.

При действии только источника сигнала переменного тока и конденсатора с произвольно низким импедансом на частоте входного сигнала почти все напряжение переменного тока появляется на R ₂ .

9.2.2 Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала, общий эмиттер или источник

Чтобы рассчитать коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером или истоком, нам нужно вставить в схему модель транзистора с малым сигналом. Модели слабого сигнала BJT и MOS FET на самом деле очень похожи, поэтому расчет коэффициента усиления для обеих версий во многом одинаков. Гибридные π-модели слабого сигнала для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9..2.4.

Рисунок 9.2.4 Модели слабого сигнала с общим эмиттером или источником.

Ниже приведены некоторые ключевые уравнения модели, которые нам понадобятся для расчета коэффициента усиления по напряжению каскада усилителя. Эти уравнения используются для других конфигураций усилителя, которые мы также обсудим в следующих разделах.

(БДТ) (МОС)

Коэффициент усиления напряжения малого сигнала A _v представляет собой отношение входного напряжения к выходному напряжению:

Входное напряжение В _в (v _будет для BJT и v _gs для МОП), умноженное на крутизну g _m , равно выходному току слабого сигнала, i в коллекторе или сливе. В _из будет просто умножением этого тока на сопротивление нагрузки R _L, без учета выходного сопротивления слабого сигнала r _или на данный момент. Обратите внимание на знак минус из-за направления тока i _или .

Переставляя по усилению получаем:

Подставляя уравнения BJT и MOS g _m , получаем:

(БДТ) (МОС)

Сравнивая эти два уравнения усиления, мы видим, что они оба зависят от постоянного тока коллектора или стока. Коэффициент усиления BJT обратно пропорционален В _Т (тепловому напряжению), что составляет примерно 26 мВ при комнатной температуре. Тепловое напряжение, V _T увеличивается с повышением температуры, поэтому из уравнения видно, что коэффициент усиления фактически будет уменьшаться с повышением температуры. Коэффициент усиления MOS обратно пропорционален перегрузке по напряжению, В _ov ( В _GS – В _th ), которое часто намного больше, чем В T при аналогичных токах стока. к меньшему коэффициенту усиления МОП-стадии по сравнению с биполярным транзисторным транзистором при примерно равных токах смещения.

Если R _L относительно велико по сравнению с малым сопротивлением выходного сигнала, то усиление будет уменьшено, поскольку фактическая выходная нагрузка представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o . Фактически r _o устанавливает верхнюю границу возможного усиления, которое может быть достигнуто с помощью усилителя с одним транзистором.

9.2.3 Входное сопротивление малого сигнала, общий эмиттер или источник

Снова смотрим на модели слабого сигнала на рисунке 9. .2.4 мы видим, что для случая BJT вход V _в будет видеть r _π в качестве нагрузки. Для корпуса MOS V _в в основном будет разомкнутая цепь (во всяком случае, для низких частот). Это, конечно, будет иметь место при отсутствии каких-либо схем смещения затвора или базы.

9.2.4 Выходное сопротивление малого сигнала, общий эмиттер или источник

Снова взглянув на модели слабого сигнала на рисунке 9.2.4, мы видим, что как для случая биполярного транзистора, так и для случая МОП-транзистора выходной импеданс представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _или . Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _или , потому что очень часто это намного больше, чем R _L . Ниже приведены уравнения BJT и MOS r _o .

(БДТ) (МОС)

9.2.5 Общий источник и источник Лабораторная деятельность

ADALM1000 Lab Activity 5, Усилитель с общим эмиттером
ADALM1000 Lab Activity 5M, Усилитель с общим истоком

ADALM2000 Лабораторное занятие 5, Усилитель с общим эмиттером
Лабораторная работа ADALM2000 5M, усилитель с общим источником
Лабораторная работа ADALM2000 5FR, частотная характеристика усилителя

9.

3 Повторитель тока, также известный как усилитель с общей базой или затвором

Токовый повторитель или усилитель с общей базой/затвором имеет высокий коэффициент усиления по напряжению, относительно низкий входной импеданс и высокий выходной импеданс по сравнению с повторителем напряжения или усилителем с общим коллектором/стоком. Версии BJT и MOS показаны на рис. 9.3.

Рисунок 9.3: Базовый повторитель тока n-типа или схема с общей базой/затвором (без учета деталей смещения)

9.3.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

В приложениях, где обеспечивается только положительное напряжение источника питания, требуются некоторые средства обеспечения необходимого уровня напряжения постоянного тока для общего затвора или базовой клеммы. Это может быть так же просто, как делитель напряжения между землей и источником питания. В приложениях, где доступны как положительные, так и отрицательные напряжения питания, заземление является удобным узлом для использования в качестве общего затвора или базовой клеммы.

Общий затвор или базовый каскад чаще всего используется в сочетании с усилителем с общим эмиттером или источником в так называемой каскодной конфигурации. Каскод будет более подробно рассмотрен в следующей главе, посвященной многокаскадным усилителям.

9.3.2 Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

Чтобы рассчитать коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общей базой или затвором, мы вставляем в схему модель транзистора с малым сигналом. Модели слабого сигнала для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9..3.1.

Рисунок 9.3.1 Токовый повторитель или модели малых сигналов с общей базой/затвором.

Как и в усилителе с общим эмиттером/источником, входное напряжение слабого сигнала, В _в (v _будет для BJT и v _gs для MOS), умноженное на крутизну g _{m 55 55 равен выходному току малого сигнала i o в коллекторе или стоке. В из будет просто произведение тока на сопротивление нагрузки R L, , пренебрегая малым выходным сопротивлением сигнала r или на данный момент.}

Возможно, полезнее учитывать коэффициент усиления по току каскада повторителя тока, а не его коэффициент усиления по напряжению. В случае МОП-версии мы знаем, что I _S = I _D , поскольку I _G = 0. Таким образом, коэффициент усиления по току МОП-ступени равен точно 1. В случае версии BJT мы знаем, что отношение От I _C до I _E равно α и, следовательно, будет немного меньше 1.

9.3.3 Входное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

Снова взглянув на модели малых сигналов на рисунке 9.3.1, мы видим, что для случая BJT вход V _в будет видеть r _π параллельно с последовательной комбинацией g _m и R _L в качестве нагрузки. Для корпуса MOS V _в в основном будет отображаться только серийная комбинация g _m и R _L . Приведенное ниже уравнение (из модели T с малым сигналом BJT) связывает 90 460 г 90 455 90 404 90 463 м 90 455 90 405 и сопротивление на эмиттере r 90 404 E 90 405 . Мы также можем использовать это соотношение, чтобы получить сопротивление, наблюдаемое в источнике r _S .

(также r _S для MOS)

Здесь также важно отметить, что 100% (без учета I _B в случае BJT) тока от входного источника протекает через транзистор и становится выходным током. Таким образом, имя текущего последователя.

9.3.4 Выходное сопротивление, повторитель тока или усилитель с общей базой/затвором

Снова взглянув на модели слабого сигнала на рисунке 9.3.1, мы видим, что как для случая BJT, так и для случая MOS выходной импеданс представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _o . Обычно мы можем предположить, что это так, если учесть, что В _в питается от источника напряжения с низким импедансом (почти идеального). Если это не так, то конечный выходной импеданс должен быть добавлен последовательно с r _или . Если вход повторителя тока управляется относительно высоким выходным импедансом крутизны усилителя, такого как ранее использованный усилитель с общим эмиттером или истоком, то выходной импеданс комбинированного усилителя может быть очень высоким. Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _или , потому что очень часто это намного больше, чем R _L .

Лабораторная работа ADALM1000, усилитель BJT с общей базой
Лабораторная работа ADALM1000, усилитель BJT с общим затвором
ADALM1000 Лабораторная деятельность, Усилитель Cascode в сложенном виде

9.4 Повторители напряжения (также называемые эмиттерными или истоковыми повторителями или усилителями с общим коллектором или стоком)

Повторитель эмиттера или истока часто называют усилителем с общим коллектором или стоком, потому что коллектор или сток являются общими как для входа, так и для выхода. В этой конфигурации усилителя, рис. 9.4, выходной сигнал снимается с резистора эмиттер/исток, и ее можно использовать в качестве устройства согласования импеданса, поскольку его входное сопротивление намного выше, чем выходное сопротивление. По этой причине повторитель напряжения также называют «буфером».

Рисунок 9.4: Базовый повторитель напряжения n-типа или схема с общим коллектором/стоком (без учета деталей смещения)

Коэффициент усиления повторителя напряжения всегда меньше единицы, так как r _E и R _L или r _S и R _L образуют делитель напряжения. Смещение входа-выхода устанавливается падением напряжения V _BE примерно на 0,65 В ниже базы для BJT и V _GS ниже затвора для MOS. Функция этой конфигурации заключается не в усилении напряжения, а в согласовании усиления тока или мощности и импеданса. Входное сопротивление намного выше, чем его выходное сопротивление, поэтому источнику сигнала не нужно подавать столько энергии на вход. Это видно из того, что ток базы примерно в 100 раз (β) меньше тока эмиттера. Низкий выходной импеданс эмиттерного повторителя соответствует нагрузке с низким импедансом и защищает источник сигнала от такого низкого импеданса.

9.4.1 Методы смещения постоянного тока, повторитель напряжения или усилитель с общим коллектором/стоком

Ток коллектора/истока в основном определяется резистором эмиттер/исток, поэтому основными расчетными переменными в этом случае являются просто R _L и напряжение источника питания.

9.4.2 Коэффициент усиления по напряжению, усилитель с общим коллектором или стоком

Чтобы рассчитать коэффициент усиления по напряжению малого сигнала для конфигурации повторителя напряжения, мы вставляем в схему модель транзистора с малым сигналом. Модели слабого сигнала для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9..4.1.

Рис. 9.4.1. Модели повторителей напряжения со слабыми сигналами.

Пример 9.

4.2 Расчет коэффициента усиления по напряжению

Для схемы на рисунке 9.4.2 рассчитайте коэффициент усиления по напряжению A _В = В _вых / В _вх .

Рисунок 9.4.2 Пример коэффициента усиления по напряжению BJT

Чтобы использовать формулу усиления по напряжению, которую мы только что получили, используя модели малых сигналов, нам нужно сначала вычислить r _Е . Из раздела 9.3.3 нам дано уравнение для r _E :

Чтобы использовать эту формулу, нам нужно знать I _E . Мы знаем, что напряжение на R _L равно В _{на выходе} . Мы также знаем, что В _из = В _из – В _БЭ . Если мы используем оценку В _BE как 0,6 вольта, мы получаем В _из = 5,6 – 0,6 или 5 вольт. Если R _L — 1 кОм, тогда I _E — 5 мА. Используя значение комнатной температуры для В _T = 25 мВ, мы получаем, что r _E равно 5 Ом. Подставляя эти значения в наше уравнение усиления, мы получаем:

9.4.3 Входное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

(БДТ)

9.4.4 Выходное сопротивление, повторитель напряжения (общий коллектор или сток)

Выходное сопротивление представляет собой простое параллельное соединение эмиттера (источника) резистора R _L и сопротивление эмиттера (источника) малого сигнала транзистора r _E . Снова из раздела 9.3.3 уравнение для r _E выглядит следующим образом:

Точно так же сопротивление источника малого сигнала, r _S , для полевого МОП-транзистора составляет 1/ г _м .

Возвращаясь к нашему примеру усиления на рисунке 9.4.2, мы также можем рассчитать выходное сопротивление, которое будет представлять собой параллельную комбинацию 1 кОм R _L и 3 Ом r _E или 2,99 Ом.

9.4.5 Повторитель напряжения (общий коллектор или сток) Лабораторная деятельность

ADALM1000 Lab Activity 11, BJT Излучающий повторитель
ADALM1000 Lab Activity 11M, MOS Истоковый повторитель

ADALM2000 Lab Activity 11, BJT Излучающий повторитель
ADALM2000 Lab Activity 11m, MOS Исходный повторитель

Серия 9.5 Обратная связь: дегенерация эмиттер/исток

Усилители с общим эмиттером/источником дают усилителю инвертированный выходной сигнал, могут иметь очень высокий коэффициент усиления и могут широко варьироваться от одного транзистора к другому. Усиление сильно зависит как от температуры, так и от тока смещения, поэтому реальное усиление несколько непредсказуемо. Стабильность – еще одна проблема, связанная с такими схемами с высоким коэффициентом усиления из-за любой непреднамеренной положительной обратной связи, которая может присутствовать. Другими проблемами, связанными со схемой, являются низкий входной динамический диапазон, вызванный ограничением слабого сигнала; при превышении этого предела возникают высокие искажения, и транзистор перестает вести себя как его слабосигнальная модель. Когда вводится отрицательная обратная связь, многие из этих проблем уменьшаются, что приводит к повышению производительности. Есть несколько способов ввести обратную связь в этот простой усилительный каскад, самый простой и надежный из которых реализуется введением резистора малого номинала в эмиттерную цепь (R _Е ). Это также называется последовательной обратной связью. Величина обратной связи зависит от относительного уровня сигнала, падающего на этот резистор. Сигнал, видимый на R _E , не совпадает по фазе с сигналом, видимым на V _из , и, таким образом, вычитается из V _из , уменьшая его амплитуду. Когда значение резистора эмиттера приближается к значению резистора нагрузки коллектора (R _L ), коэффициент усиления приближается к единице (A _v ~ 1).

Рисунок 9.5: Добавление резистора эмиттер/исток снижает коэффициент усиления. Однако с повышенной линейностью и стабильностью

Гораздо реже в конструкции МОП-транзисторов включают резистор дегенерации. Это связано с тем, что в микроэлектронных интегральных схемах усиление ( 90 460 г 90 455 90 404 90 463 м 90 455 90 405 ) устройства можно регулировать, изменяя отношение W/L. Такая степень свободы проектирования обычно недоступна в биполярных (BJT) процессах.

Пример смещения постоянного тока с дегенерацией эмиттера

Есть несколько эмпирических правил смещения BJT:

1. Набор I _E не I _B или V _BE : меньшая зависимость от β и температуры ( V _T )
V _CE и R _B2
3. Экономия электроэнергии за счет использования только 10 % I _E в R _B

Нам дано следующее для схемы на рисунке 9.5.1, В _СС = 20В ; I _E = 2 мА ; β = 100. Исходя из наших эмпирических правил, мы устанавливаем В _В = 1/3* В _CC = 6,7 В .

Рисунок 9.5.1 Пример смещения постоянного тока

V _B = (R _B2 /(R _B1 +R _B2 ))* V _CC ⇒ 6.7V = (R _{55 CC ⇒ 6.7V = (R 55 CC ⇒ 6.7V = (R 55 CC . B2 ))*20 (1)}

В 9(2)

Решая уравнения (1) и (2), получаем:

R _B1 =2R _B2 тогда из (2)

3R _B2 = 20/200 мкА = 100 кОм

Итак, R _B2 = 33 кОм и R _B1 = 66 кОм.

Теперь у нас есть В _Е = В _В – В _BE = 6,7 – 0,7 = 6 В и I _E равно 2 мА : R _E = В _E /I E = 63 кОм/мА

I _C = (β/(β+1))*I _E = (100/101)*2 мА = 1,98 мА и I _B = I _C /β = 1,98 мА/100 = 19,8 мкА.

Из наших эмпирических правил мы знаем, что В _С = 2/3*20 В = 13,3 В

Итак, чтобы найти R _L , мы имеем: R _L = ( В _CC – В _C )/I _C = (20 – 13,3)/1,98 мА = 3,4 кОм

9.5.1 Малый коэффициент усиления по напряжению сигнала с дегенерацией эмиттер/исток

Чтобы рассчитать коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером/истоком с добавлением вырождения эмиттер/исток, мы снова вставляем в схему модель слабого сигнала транзистора. Модели слабого сигнала для усилителей BJT и MOS показаны на рисунке 9..5.1.

Рисунок 9.5.1 Общий эмиттер/источник с вырождением

Полное сопротивление R _E уменьшает общую крутизну g _m цепи в g _m R _E + 1, что дает усиление по напряжению:

(когда г _м R _E » 1)

Так что коэффициент усиления по напряжению зависит почти исключительно от соотношения резисторов R _L / R _E , а не собственные и непредсказуемые характеристики транзистора. Таким образом, характеристики искажения и стабильности схемы улучшаются за счет снижения коэффициента усиления.

Возвращаясь к нашему предыдущему примеру со смещением, рис. 9.5.1, значения для I _C = 2 мА, R _L = 3,4 кОм и R _E = 3 кОм, чтобы рассчитать усиление малого сигнала, мы сначала находим g _м = I _С / В _T = 2 мА/25 мВ = 0,08. Используя нашу формулу для A _V :

9.5.2 Входной импеданс малого сигнала с дегенерацией эмиттер/исток

Снова взглянув на модели слабого сигнала на рис. 9.4.1, мы видим, что для случая BJT вход V _в см. r _ последовательно с дегенеративным резистором R _E в качестве нагрузки. Для корпуса MOS V _в см. в основном разомкнутую цепь.

9.5.3 Выходное сопротивление малых сигналов с дегенерацией эмиттер/исток

Снова взглянув на модели малых сигналов на рис. 9.5.1, мы видим, что как для случая биполярного транзистора, так и для случая МОП, как и в более раннем каскаде с общим эмиттером/источником, выходной импеданс представляет собой параллельную комбинацию R _L и r _или , но теперь дегенерационный резистор R _E включен последовательно с r _или . Для большинства практических приложений мы можем игнорировать r _o , потому что очень часто он намного больше, чем R _L .

9.5.4 Методы смещения постоянного тока с дегенерацией эмиттер/исток

В основном те же методы, что и в простом каскаде усилителя с общим эмиттером/источником, которые обсуждались в разделе 9.2.1, могут быть использованы при добавлении резистора дегенерации эмиттера. Добавленное напряжение на R _E (R _E *I _E ) должно быть добавлено к уровню смещения. Это дополнительное падение напряжения фактически делает рабочую точку (I _C ) гораздо менее чувствителен к уровню смещения.

Коэффициент усиления по напряжению малого сигнала усилителя с общим эмиттером с сопротивлением эмиттера составляет приблизительно R _L / R _E . Для случаев, когда требуется коэффициент усиления более 5-10, R _E может стать настолько малым, что необходимое хорошее условие смещения, V _E = R _E *I _E > 10* V _T не может быть достигнуто. Способом восстановить коэффициент усиления по напряжению малого сигнала при сохранении требуемого рабочего смещения постоянного тока является использование развязывающего конденсатора, как показано на рисунке 9..5.4. При малом сигнале переменного тока сопротивление эмиттера составляет всего R _E1 , в то время как при смещении постоянного тока сопротивление эмиттера представляет собой последовательную комбинацию R _E = R _E1 + R _E2 . Здесь можно применить расчеты для усилителя с общим эмиттером с эмиттерным вырождением, заменив R _E на R _E1 при выводе коэффициента усиления усилителя, а также входного и выходного импедансов, поскольку достаточно большой шунтирующий конденсатор закорачивает R _E2 и эффективно удаляется из схемы для достаточно высокочастотных входов.

Рисунок 9.5.4 Добавление эмиттерного шунтирующего конденсатора

Используя наше предыдущее упражнение по смещению на рисунке 9.5.1 в качестве примера, но разделив 3 кОм R _E на два резистора, как на рисунке 9.5.4, где R _E1 = 1 кОм и R _E2 = 2 кОм с C ₁ = 1 мкФ мы можем пересчитать небольшое усиление сигнала для высоких частот, где C ₁ эффективно закорачивает R _E2 , чтобы получить:

Добавление шунтирующего конденсатора С ₁ , однако, изменяет низкочастотную характеристику схемы. Из наших двух расчетов усиления мы знаем, что усиление по постоянному току схемы составляет -1,13, а усиление увеличивается до -3,36 для высоких частот. Поэтому мы можем предположить, что частотная характеристика состоит из относительно низкочастотного нуля, за которым следует несколько более высокочастотный полюс. Формулы для нуля и полюса следующие:

где R’ _E = R _E2 || (Р _Е1 + р _и )

Для нашего примера задачи с R _E1 = 1K, R _E2 = 2K и C ₁ = 1 мкФ мы получаем частоту нуля, равную 80 Гц, и частоту полюса, равную 237 Гц. Смоделированная частотная характеристика от 1 Гц до 100 кГц для примерной схемы показана на рисунке 9.5.5.

Рисунок 9.5.5 Модельная частотная характеристика

9.5.5 Резюме – выполнение анализа слабых сигналов:

1. Найдите рабочую точку постоянного тока.
2. Рассчитать параметры слабого сигнала: g _m , r _ , r _e и т.д.
3. Заменить источники постоянного напряжения заземлением переменного тока и источники постоянного тока с разомкнутыми цепями.
4. Заменить транзистор моделью со слабым сигналом (гибридная модель π или модель T)

9.6 Теорема Миллера

В этом месте мы собираемся отвлечься и обсудить теорему Миллера. Хотя методы, которые мы использовали до сих пор, являются полностью общими, существуют определенные конфигурации, которые поддаются более простому анализу с помощью теоремы Миллера. Теорема Миллера утверждает, что в линейной цепи, если есть ветвь, где полное сопротивление Z соединяет два узла с узловыми напряжениями В ₁ и В ₂ эту ветвь можно заменить двумя другими ветвями, соединяющими соответствующие узлы с землей по сопротивлениям соответственно Z/(1- К ) и КЗ/( К -1 ), где усиление от узла 1 к узлу 2 составляет К = В ₂ / В ₁ .

Рисунок 9.6.1 Теорема Миллера

На этом этапе мы пройдем этапы, показывающие, как получаются импедансы Миллера. Мы можем использовать эквивалентную технику двухпортовой сети, чтобы заменить двухпортовую, представленную на рисунке 9..6.1(a) к его эквиваленту на рисунке 9. 6.2.

Рисунок 9.6.2

Заменив источники напряжения на рисунке 9.6.2 их эквивалентными по Нортону источниками тока, мы получим рисунок 9.6.3.

Рисунок 9.6.3

Используя теорему о поглощении источника (см. Приложение в конце этой главы), получаем рисунок 9.6.4.

Рисунок 9.6.4

Что дает нам рисунок 9.6.5 (который является рисунком 9.6.1(b)) при параллельном объединении двух импедансов.

Рисунок 9.6.5

9.7 Шунт обратной связи:

Другой метод смещения для усилителя с общим эмиттером или истоком, называемый шунтирующей обратной связью, осуществляется путем подачи некоторой части сигнала коллектора или стока обратно на вход базы или затвора. Это делается с помощью резистора смещения (R _F ), как показано на рисунке 9.7.1. Резистор R _F подключается между двумя узлами, имеющими усиление, A _V ( K ), между ними и, таким образом, применение теоремы Миллера является лучшим способом анализа характеристик слабого сигнала этой цепи.

Рисунок 9.7.1. Шунтовая обратная связь «слив-затвор» (а) и «коллектор-основание» (б)

9.7.1 Версия MOS

На рис. 9.7.1(a) показан NMOS-усилитель с общим истоком, использующий смещение обратной связи стока. Этот тип смещения часто используется с полевыми МОП-транзисторами в расширенном режиме и может быть полезен при работе с низковольтным источником питания (9).0472 В ₊ ). Если Vin связан по переменному току, напряжение на затворе равно напряжению на стоке ( В _GS = В _DS ), поскольку через R _F ток затвора не протекает. Если Vin связан по постоянному току, то делитель напряжения, образованный R _F и R _S и V _GS , будет меньше, чем V _DS . Полезно отметить, что транзистор всегда находится в состоянии насыщения, когда В _ГС = В _ДС . Если по какой-либо причине ток стока увеличивается, например, при изменении В ₊ , напряжение затвора падает. Уменьшение напряжения затвора, в свою очередь, приводит к уменьшению тока стока, что приводит к увеличению напряжения затвора. Контур отрицательной обратной связи достигает равновесия, которое является точкой смещения для схемы.

В некоторых спецификациях для улучшения МОП-транзисторов указано значение I _D (on), где V _GS = В _DS Если I _D (on) известен, компонент цепи можно легко рассчитать, как показано в примере 9.3. Входное сопротивление схемы, использующей смещение обратной связи стока, равно значению R _F , деленному на коэффициент усиления по напряжению плюс один.

9.7.2 Версия BJT Методы смещения постоянного тока

Эта конфигурация использует отрицательную обратную связь для стабилизации рабочей точки. В этой форме смещения резистор обратной связи базы R _F подключен к коллектору вместо подключения его к источнику постоянного тока 9.0472 В ₊ . Таким образом, любое значительное увеличение тока коллектора вызовет падение напряжения на резисторе R _L , что, в свою очередь, уменьшит ток базы транзистора.

Если мы предположим, что входной источник Vin связан по переменному току и постоянный ток смещения не течет через R _S , по закону напряжения Кирхгофа напряжение V _RF на базовом резисторе R _F равно:

По модели Эберса–Молля I _c = βI _б , и так:

Из закона Ома ток базы I _b = В _RF /R _F , и так:

Отсюда ток базы I _b равен:

Если V _BE поддерживается постоянным и температура увеличивается, то ток коллектора I _c увеличивается. Однако больший I _c вызывает увеличение падения напряжения на резисторе R _L , что, в свою очередь, снижает напряжение В _RF через базовый резистор R _F . Меньшее падение напряжения на базовом резисторе уменьшает ток базы I _b , что приводит к меньшему току коллектора I _c . Поскольку увеличение тока коллектора с температурой противоположно, рабочая точка поддерживается более стабильной.

Плюсы:

1. Схема стабилизирует рабочую точку при колебаниях температуры и β (т. е. при изменении процесса транзистора)

Минусы:

1. В этой схеме, чтобы I _c не зависело от β, должно выполняться следующее условие:

что бывает, когда:

1. Поскольку β фиксировано (и, как правило, точно неизвестно) для данного транзистора, это соотношение может быть удовлетворено либо путем сохранения R _L достаточно большим, либо путем уменьшения R _F .
   

2. Если Р _L большой, требуется высокий V ₊ , что увеличивает стоимость, а также меры предосторожности, необходимые при обращении.
   

3. Если R _F низкий, обратное смещение области коллектор-база мало, что ограничивает диапазон размаха напряжения коллектора, при котором транзистор остается в активном режиме.
   

4. Резистор R _F вызывает обратную связь по переменному току, уменьшая коэффициент усиления усилителя по напряжению. Этот нежелательный эффект является компромиссом для большей стабильности рабочей точки покоя.

Использование: Обратная связь также уменьшает входное сопротивление усилителя, если смотреть с базы, что может быть полезным. Из-за снижения усиления из-за обратной связи эта форма смещения используется только тогда, когда оправдан компромисс для стабильности.

Пример 9.7.2 Использование теоремы Миллера

Для усилителя, показанного на рис. 9.7.2(а), с источником входного сигнала постоянного тока В _в рассчитайте входное и выходное сопротивление и коэффициент усиления по напряжению A _В . Сначала нам нужно начать с некоторого предварительного анализа постоянного тока, чтобы определить рабочую точку Q ₁ . Для этого устанавливаем В _в на ноль вольт, т.е. замыкаем накоротко. Если мы предположим, что В _BE составляет 0,65 В, мы получим 65 мкА, протекающих через резистор 10 кОм R _S . Учитывая, что В ₊ составляет 10 В, мы хотели бы, чтобы В _из составляло 5 вольт. Ток в R _L равен 500 мкА и распределяется между коллектором Q ₁ и резистор обратной связи R _F . Напряжение на резисторе обратной связи 62,7 кОм составляет 5-0,65 или 4,35 вольта. Ток в R _F делится между током в R _S и I _B . Базовый ток I _B равен 4,35/62,7 кОм – 65 мкА или 4,3 мкА. Мы должны получить ток коллектора 500 мкА – 69,3 мкА или 430,3 мкА с β около 100.

Если мы воспользуемся теоремой Миллера, чтобы заменить резистор обратной связи R _F двумя его эквивалентными импедансами, мы получим цифру 9..7.2(б). Предполагая, что коэффициент усиления по напряжению от базы к коллектору A _В значительно больше 1, мы можем сделать упрощение: сопротивление нагрузки R _Leq , которое мы будем использовать для расчета коэффициента усиления, составит 10 кОм || 62,7 кОм или 8,62 кОм. Теперь мы можем использовать те же уравнения усиления слабого сигнала с общим эмиттером или источником, которые мы использовали в разделе 9.2.2. Токи коллектора 430 мкА дают нам г _м 430 мкА/25 мВ или 0,0172. Мы знаем, что A _В = – г _м R _Leq или A _В = -0,0172 * 1,482K, сопротивление на входе которого равно -» 1,482K. основанием Q ₁ будет r _π из Q ₁ , что равно β/ g _m или 100/0,0172 = 5,814 кОм при параллельном сопротивлении Миллера 6. /149 = 421 Ом, таким образом, эффективное входное сопротивление, R _база будет около 392,5 Ом.

Рисунок 9.7.2 Пример использования теоремы Миллера

Входное сопротивление источника R _S и эквивалентное сопротивление на базе R _база образуют делитель напряжения. Чтобы рассчитать общий коэффициент усиления по напряжению от источника напряжения В _{на выходе} до В _{на выходе} , мы умножаем это отношение делителя на коэффициент усиления базы и коллектора, A _В , который мы только что рассчитали.

Из нашего исследования конфигурации инвертирующего операционного усилителя в главе 3 мы узнали, что для усилителей с менее чем бесконечным коэффициентом усиления фактическое усиление будет меньше, чем предсказывает идеальное уравнение усиления, Gain = -R _F /R _S . Если бы наш однотранзисторный усилитель имел бесконечный коэффициент усиления, коэффициент усиления от В _{на выходе} до В _{на выходе} составил бы 62,7 кОм/10 кОм или 6,27. В главе 3 мы получили оценку процентной ошибки ε из-за конечного усиления A _В (помните, что β в этом уравнении — это коэффициент обратной связи, а не коэффициент усиления транзистора по току):

Фактическое усиление 5,6 примерно на 10% меньше идеального усиления 6,27.

Упражнение 9.7

Часть 1 Рабочая точка постоянного тока:

Для схемы на рис. 9.7.3 рассчитайте требуемое значение R _F для смещения рабочей точки постоянного тока так, чтобы В _{на выходе} равнялось ½ напряжения питания или +5 В при Vin = 0. Предположим, что В _ВЕ = 0,65 В и β = 200.

Рисунок 9.7.3

Часть 2 Усиление малого сигнала и импеданс:

Зная значение для R _F , рассчитанное в части 1, вычислить коэффициент усиления по напряжению A _V , входное сопротивление R _базы и выходное сопротивление R _out . Также рассчитайте общий коэффициент усиления по напряжению В _из / В _из и объясните, почему это отличается от идеального значения –R _Ф /Р _С .

9.7.5 Эффект Миллера

Эффект Миллера является ключом к предсказанию частотной характеристики каскада инвертирующего усилителя, в котором используется емкостная обратная связь. Обычно в каскаде усиления напряжения имеется полюс нижних частот, создаваемый R _S источника сигнала и конденсатором обратной связи C _C . Но отсечка нижних частот определяется не просто R _S и C _C . Эффект Миллера создает эффективную емкость на базе/затворе транзистора, которая отображается как C _C масштабируется по коэффициенту усиления усилителя по напряжению.

Рисунок 9.7.3 Конденсатор обратной связи Миллера

Эффект Миллера особенно полезен, когда вы пытаетесь создать фильтр нижних частот на операционном усилителе на ИС с относительно низкой частотой среза. Сложность в том, что большие конденсаторы сложно изготовить, потому что они занимают очень много места на микросхеме. Решение состоит в том, чтобы сделать небольшой конденсатор, а затем масштабировать его поведение с помощью эффекта Миллера.

Эквивалентная схема

Вот упрощенная версия схемы выше.

Рисунок 9.7.4 Эквивалентная схема обратной связи Миллера

Миллер сказал, что вы можете приблизить входную емкость, заменив C _C другой емкостью C _M на R _IN . Насколько больше C _M ? C _C умножается на коэффициент усиления по напряжению (A _В = г _м R _L ) усилителя. Теорема Миллера также утверждает, что конденсатор C’ _C на R _L будет равен C _C раз (A _V +1)/A _V , что для больших значений A _V мы принимаем за 1.

Как это работает? Ну, мы знаем, что подача напряжения на конденсатор вызывает протекание тока. Насколько ток зависит от емкости: I = C _C · ΔV/Δt. Однако в этой схеме усиление напряжения на R _L вызывает гораздо большее ΔV на C _C , что приводит к протеканию еще большего тока через C _C . Поэтому выглядит гораздо большей емкостью с точки зрения В _В .

Пример 9.7.3 Емкость Миллера Пример

В этом примере мы будем использовать схему, показанную на рисунке 9.7.5, чтобы проиллюстрировать умножение Миллера конденсатора обратной связи C _С . Резисторы смещения R ₁ и R _S выбираются для установки рабочей точки постоянного тока таким образом, чтобы В _{на выходе} имели значение постоянного тока приблизительно В +/2 или 5 В. При данном R _L в 10 кОм коэффициент усиления по напряжению малого сигнала низкой частоты A _V составляет примерно 80.

Теперь мы можем вычислить частоту -3 дБ и частоту единичного усиления (0 дБ) для конденсатора обратной связи C _C емкостью 0,001 мкФ. Частота, где усиление от В _в до В _вых падает на -3 дБ от его постоянного значения примерно равно:

Частота единичного усиления приблизительно равна:

Рисунок 9. 7.5 Пример емкости Миллера

Схема на рисунке 9.7.5 была смоделирована, а частотная характеристика переменного тока от 1 Гц до 1 МГц представлена ​​на рисунке 9.7.6. Коэффициент усиления от В _в до В _вых в дБ равно 20Log(A _V ) или около 38 дБ . Частота -3 дБ в этом случае будет там, где кривая усиления пересекает 35 дБ (~ 263 Гц), а единичная частота усиления будет там, где кривая усиления пересекает линию 0 дБ (~ 21,7 кГц). Результаты моделирования достаточно близко согласуются с нашими приблизительными ручными расчетами. Для наших ручных расчетов мы предположили, что R ₁ достаточно больше, чем R _S , так что его можно было игнорировать, и аналогичным образом r _π Q ₁ был достаточно большим, чтобы существенно не повлиять на R _S .

Рисунок 9.7.6 Моделирование развертки по частоте

Краткое содержание главы:

• Каскад с общим эмиттером имеет высокий коэффициент усиления, но низкое входное и высокое выходное сопротивление.
  

• R _E Дегенерация эмиттера улучшает входное сопротивление и обеспечивает отрицательную обратную связь для стабилизации рабочей точки по постоянному току, но с некоторой потерей усиления.
  

• Каскад с общей базой имеет низкое входное сопротивление и высокое выходное сопротивление, но хорошо работает на высоких частотах. Хороший текущий буфер иногда называют текущим повторителем.
  

• Повторитель с общим коллектором или эмиттером может быть смещен с большим входным сопротивлением, низким выходным сопротивлением, но имеет приблизительно единичное усиление. Хороший буфер напряжения.

Приложение: Теорема о поглощении источника

Теорема поглощения источника имеет две двойные формы: теоремы поглощения источника напряжения и теоремы поглощения источника тока.

Теорема поглощения источника напряжения утверждает, что если в одной из ветвей цепи с током I имеется источник напряжения, управляемый I, то этот источник можно заменить простым импедансом со значением, равным управляющему коэффициенту источника.

Рисунок 9А.1

Доказательство тривиально. Полное сопротивление Z, по которому протекает ток I, имеет такое же падение напряжения, которое источник, управляемый I, генерирует на своих клеммах.

Теорема о поглощении источника тока утверждает, что если в одной из ветвей цепи имеется источник тока, управляемый напряжением V , источник можно заменить простым адмиттансом со значением, равным коэффициенту контроля источника.

Рисунок 9А.2

Доказательство снова тривиально. Полная проводимость Y, подаваемая на напряжение В , создает тот же ток, что и источник Y В .

Пример A1: определение сопротивления излучателя с использованием теоремы о поглощении источника

На рисунке A9. 3 показана модель эквивалентной схемы слабого сигнала транзистора. Найдите сопротивление Rin, если смотреть на эмиттер (с базой и коллектором на маломощных заземлениях переменного тока).

Рисунок 9А.3

Используя то, что мы только что узнали о теореме поглощения источника для источников тока, мы знаем, что можем заменить управляемый источник сопротивлением, равным 1/ г _м его крутизны.

Расширенные темы:

Генерация смещения диода AT1

Рисунок AT1.1 Вставка устройства, подключенного к диоду, в делитель смещения

Рисунок AT1.2 Вставка R ₂ увеличивает входное сопротивление

Вернуться к предыдущей главе

Перейти к следующей главе

Вернуться к оглавлению

университет/курсы/электроника/текст/глава-9. txt · Последнее изменение: 07 окт. 2020 г., 16:37, автор: Doug Mercer в 90-нм КМОП-технологии

• DOI: 10.1109/INMMIC.2011.5773333
• Идентификатор корпуса: 17078099

 @article{Khan2011AnalysisAD,
  title={Анализ и проектирование безусловно стабильного ВЧ-усилителя мощности класса B с общим стоком на основе 90-нм КМОП-технологии},
  автор = {Мухаммад Абдулла Хан и Даниш Калим и Ренато Негра},
  journal={2011 Семинар по интегрированным нелинейным схемам СВЧ и миллиметрового диапазона},
  год = {2011},
  страницы={1-4}
} 

• Мухаммад Абдулла Хан, Д. Калим, Р. Негра
• Опубликовано 18 апреля 2011 г.
• Инженерное дело
• 2011 Семинар по интегрированным нелинейным схемам СВЧ и миллиметрового диапазона

Современные сети связи требуют эффективных усилителей мощности (УМ) с низким уровнем искажений. Усилитель с общим стоком может стать линейным усилителем с хорошим КПД при смещении класса B или выше. Основная задача состоит в том, чтобы обеспечить безусловную стабильность при одновременном поддержании адекватного коэффициента усиления преобразователя, чтобы эффективность добавленной мощности (PAE) не снижалась из-за низкого коэффициента усиления и, таким образом, улучшалась общая производительность. В этом вкладе анализ… 

Посмотреть на IEEE

doi.org

Усилитель мощности с КМОП-схемой с общим стоком: Альтернативный усилитель мощности напряжения на входных и выходных клеммах устройства, что делает CDPA высоколинейным усилителем с хорошим КПД.

КМОП-усилитель мощности с общим стоком: альтернативный усилитель мощности

В этой статье мы представляем усилитель мощности с общим стоком (CDPA) с частотой 880 МГц, изготовленный по технологии КМОП 130 нм. Новые топологии PA необходимы для решения проблем линейности, надежности и эффективности. В…

Исследование цепей преобразования нагрузки для дифференциального ВЧ-усилителя мощности класса B с общим стоком

УМ класса B с общим стоком могут обеспечить высокую линейность и эффективность. В этой работе анализируются характеристики дифференциальных усилителей мощности (УМ) класса B с общим стоком с точки зрения…

Высоколинейный и надежный ВЧ-усилитель мощности класса O низкочастотного диапазона, выполненный по технологии CMOS 130 нм для приложений 4G LTE

• Мухаммад Абдулла Хан , А. Ареф, М. Вей, Р. Негра

• Физика. дБн как для EUTRA, так и для UTRA1 со средней выходной мощностью 27 дБм и PAE выше 20%, а также значительно снижена нагрузка на выводы транзисторов.

  Высокоэффективный линейный широкополосный КМОП-усилитель мощности с общим стоком и трансформаторной схемой согласования входов

  Представлен широкополосный усилитель мощности (УМ) с общим стоком и трансформаторной входной согласующей цепью, выполненный по 0,13 мкм КМОП-процессу. Эта структура обеспечивает достаточный коэффициент усиления мощности…

  Маломощный КМОП-усилитель мощности с общим стоком для приложений малого радиуса действия

  Показано, что усилитель мощности, реализованный со структурой с общим стоком, обеспечивает разумное усиление мощности и превосходную линейность и эффективность по сравнению с к другим топологиям с низким энергопотреблением, подходящим для приложений с низким энергопотреблением и малым радиусом действия, таких как Bluetooth с низким энергопотреблением (BLE).

  Усилитель мощности класса O с улучшенной линейностью с использованием технологии плавающего тела в стандартной КМОП-технологии 130 нм

  В этой статье мы представляем модифицированный усилитель мощности (PA) класса O, в котором для достижения высокой линейности используется технология плавающего тела. Class-O — это новая топология PA, которая включает в себя два вспомогательных усилителя…

  Анализ и проектирование ВЧ-усилителей мощности класса O для систем беспроводной связи

  • Мухаммад Абдулла Хан, А. Ареф, М. Тарар, Р. Негра

  • Информатика

  • 2016

  Прототип усилителя представляет собой высоколинейный низкочастотный 706 МГц 4G-совместимый усилитель мощности класса O с технологией CMOS 130 нм для портативных беспроводных приложений и стрессовых ситуаций. значительно снижается на выводах транзистора.

  Высоколинейный широкополосный КМОП ВЧ усилитель мощности с активной обратной связью по технологии КМОП 130 нм

  Предлагается широкополосный метод активной обратной связи для КМОП ВЧ усилителя мощности. Усилитель представляет собой однокаскадный каскод, который включает в себя активную обратную связь на основе общего стока, что приводит к…

  Двухтактный тотемный ВЧ-усилитель мощности с реактивными согласующими цепями

  Двухтактный ВЧ-усилитель мощности (УМ) обычно состоит из двух несимметричных усилителей, работающих в противофазе. Трансформаторы или балуны используются для разделения входного сигнала для усилителей и…

  ПОКАЗАНЫ 1-10 ИЗ 15 ССЫЛОК

  СОРТИРОВАТЬ ПОРелевантностьНаиболее влиятельные статьиНедавность

  Высокая линейность и высокий КПД усилителей мощности класса B по технологии GaN HEMT

  • V. Paidi, S. Xie, M. Rodwell

  • Physics

  • 2003

  Сообщается о высоколинейном однотактном усилителе мощности класса B с монолитной СВЧ-схемой на интегральной схеме с коэффициентом усиления 36 дБм. в технологии GaN транзисторов с высокой подвижностью электронов. Мы также описываем…

  Высоколинейный КМОП-усилитель мощности 0,18 мкм с глубокой структурой n-Well

  Линейность КМОП-усилителя мощности (УМ) 0,18-/spl mu/m улучшена за счет использования глубокого n-колодца (DNW). ) nMOS, что снижает гармонические искажения, создаваемые собственной емкостью затвор-исток и частично емкостью сток-переход.

  65-нм КМОП-усилитель мощности класса А для приложений с частотой 60 ГГц

  Сообщается об усилителе мощности (УМ) миллиметрового диапазона, выполненном по 65-нм КМОП-процессу с 8 металлическими слоями и транзистором fT/fMAX с частотой 160/200 ГГц. УМ работает от напряжения питания 1,2 В. A power…

  Расчет схемы нагрузки с сосредоточенными элементами для усилителей мощности класса E

  В этой статье представлен ориентированный на проектирование анализ двух топологий связи нагрузки с сосредоточенными элементами, которые можно использовать для аппроксимации условий переключения класса E. Представленные выходные цепи…

  Новая архитектура LINC с мультиплексированием мод для повышения эффективности передатчиков восходящей линии связи WiMAX

  Предлагаемая схема линейного усиления с мультиплексированием мод с нелинейными компонентами (MM-LINC) работает в соответствии с концепцией LINC для уровней возбуждения амплитуды входного сигнала ниже определенного порога и как балансный усилитель за пределами этого порога.

  A 2 Вт гибридный импульсный амплитудный модулятор CMOS для передатчиков EDGE Polar

  В этой статье представлен гибридный импульсный амплитудный модулятор для передатчиков EDGE класса E2 polar, который состоит из широкополосного линейного усилителя с буферизацией в качестве источника напряжения и импульсного ШИМ-усилителя с Частота коммутации 2 МГц в качестве зависимого источника тока.

  Максимальная эффективность и выходная мощность усилителей мощности класса F

  • F. Raab

  • Математика

  • 2001

  A) с использованием выбранных гармоник для формирования кривых напряжения стока и тока стока. Обычно…

  Дополнительный генератор Колпитца на КМОП-технологии

  • Чунг-Юл Ча, Санг-Гуг Ли

  • Инженерия, физика

  • 2005

  Введена новая топология комплементарного (C-Colpitts) осциллятора и проанализирован колебательный механизм как однопортовая модель. На основании однопортового анализа и существующего фазового шума…

  Гибридный импульсный амплитудный модулятор 2 Вт CMOS для передатчиков EDGE Polar

  Амплитудный модулятор для передатчиков EDGE класса E2 polar изготовлен по технологии CMOS 0,35 мкм и может управлять ВЧ-усилитель с эквивалентным импедансом 4 Ом до максимальной выходной мощности 2,25 Вт с максимальной эффективностью 88,3%.

  Импульсный КМОП-усилитель мощности для оцифрованного ΔΣ полярного ВЧ-передатчика

  КМОП-импульсный усилитель мощности для ΔΣ-оцифрованного полярного ВЧ-передатчика выполнен по технологии 0,18 мкм. В предлагаемом коммутирующем УМ введен источник тока для достижения оцифрованной амплитуды ΔΣ…

  Проектирование с JFET

  Проектирование с JFET

  Продукция Elliott Sound

  Проектирование с использованием JFET

  © Апрель 2021 г. , Род Эллиотт (ESP)

  ---

  Основной индекс Указатель статей
  

  ---

  Содержимое
  • Преамбула
  • Введение
  • 1 – Основные параметры
  • 2 – Начальные испытания
  • 3 — «Типичная» конструкция усилителя на JFET
  • 4 — «Универсальный» усилитель JFET
  • 5 – Активный (источник тока) усилитель нагрузки JFET
  • 6 – Усилитель JFET с активной нагрузкой на операционных усилителях
  • 7 – Последователи источника JFET
  • 8 – Частотная характеристика
  • 9 – Ток затвора и блокировка
  • Выводы
  • Ссылки

  ---

  Преамбула Многие любят полевые транзисторы

  JFET, но, к сожалению, их ассортимент резко сократился за последние несколько лет. Это сделало очень трудным создание некоторых из наиболее сложных конструкций из легкодоступных типов, но Linear Systems производит линейку, которая идеально подходит для многих конструкций. Я упоминаю об этом, потому что они любезно прислали мне несколько образцов (полное описание здесь) двух разных типов. Одним из них является LSK170B (эквивалент известного 2SK170, но с градуированным максимальным током стока). Получив их, я решил, что стоит взглянуть на основные процессы проектирования каскадов JFET в целом.

  Несмотря на то, что

  JFET поставляются Linear Systems, в большинстве показанных конструкций используется довольно простой 2N5484. Я использовал его, потому что это один из немногих недорогих полевых транзисторов JFET, которые вы все еще можете получить от (некоторых) крупных поставщиков, и его базовые характеристики делают его идеальным для слаботочных приложений общего назначения. Он ничем особым не выделяется (хотя у него довольно низкий уровень шума около 4 нВ√Гц), но у него также мало «плохих привычек». Это важно при экспериментировании, так как повышает вероятность успешного результата.

  Я избегал более сложных конструкций просто потому, что они сложны для , и потому, что вам нужно приложить значительные усилия, чтобы достаточно точно подобрать JFET, чтобы получить работающую схему. Хотя полевые транзисторы JFET обладают многими желательными функциями, они также сопряжены со многими проблемами. Одним из преимуществ является то, что, поскольку затвор представляет собой диод с обратным смещением, гораздо меньше вероятность того, что любые паразитные радиочастотные сигналы будут обнаружены и усилены, что легко может произойти с BJT (транзисторами с биполярным переходом) и многими операционными усилителями (рабочими). усилители). Проблемы описаны ниже, и они не являются незначительными.

  Как отмечалось в этой статье, у меня очень мало проектов, в которых используются полевые транзисторы JFET. Это , а не , потому что я тогда не люблю (совсем наоборот), а потому, что ассортимент у большинства крупных поставщиков сократился до нескольких устройств, предназначенных для коммутации, а не для линейной работы. Они работают как усилители, но некоторые из них имеют настолько большую входную емкость, что их нельзя использовать с источниками сигнала с высоким импедансом. Несколько оставшихся устройств от основных поставщиков часто доступны только в корпусе устройства для поверхностного монтажа (SMD), что делает практически невозможным использование традиционных систем прототипирования, таких как макетная плата или Veroboard. Хотя вы можете использовать небольшую плату адаптера (доступную у нескольких поставщиков), это все равно неприятно, так как каждое устройство, которое вы хотите протестировать или с которым хотите поэкспериментировать, нуждается в собственном адаптере.

  Устройства с действительно низким уровнем шума, такие как 2SK170, исчезли … кроме как на eBay, где вы можете получить полевой транзистор того или иного типа, но вряд ли он будет подлинным. Linear Systems производит LSK170, который в значительной степени является прямым эквивалентом, но он недоступен у большинства крупных дистрибьюторов. JFET «общего назначения», такие как когда-то вездесущий 2N5459 , могут отображаться в поиске , но иметь пометку «нет на складе» или аналогичную, при этом заказы принимаются только в больших количествах со значительным временем выполнения заказа.

  Информация на этой странице предназначена для демонстрации как преимуществ , так и недостатков простых каскадов JFET. Этот процесс осложняется широким разбросом параметров, характерным только для JFET. Другие «линейные» усилители гораздо более предсказуемы, включая лампы (вакуумные лампы). Однако это не включает полевые МОП-транзисторы, поскольку они , а не , предназначены для линейных приложений. Присущая нелинейность является «особенностью» всех усилительных устройств, и с ней обычно справляются, используя сочетание передовой инженерной практики и отрицательной обратной связи. Однако последнее не является панацеей, и если до применения обратной связи не хватает производительности, результаты обычно не вдохновляют.

  При правильном выборе устройства одним из самых больших преимуществ, которые вы получаете с JFET, является шум. Особенно хороши в этом отношении устройства 2SK170/ LSK170. Мы склонны думать, что JFET оптимизированы для высоких импедансов, но даже при низких импедансах (таких как 100 Ом или около того) JFET могут превзойти биполярные транзисторы. Шум (обычно) минимизируется за счет работы JFET с нулевым напряжением затвора (и, следовательно, максимальным током стока), но это не всегда возможно.

  Ниже я показал множество вариантов схемы, но не все из них полезны. Идея состоит в том, что вы можете экспериментировать, чтобы найти топологию схемы, которая делает то, что вам нужно, и расширить границы, чтобы увидеть, чего можно достичь. Все показанные схемы будут работать (каждый вариант был смоделирован как «доказательство концепции»), но функциональность зависит от индивидуальных характеристик используемого полевого транзистора. Если вы хотите попробовать некоторые из более «интересных» вариантов, вам понадобится ряд подстроек, так как фиксированные резисторы слишком ограничены.

  Эти схемы не являются проектами, а скорее набором идей, которые при необходимости могут быть включены в другие проекты. Ни одна простая схема никогда не превзойдет операционный усилитель по общей производительности, и коэффициент усиления этих простых схем нелегко установить с помощью пары резисторов. Однако не каждая схема должна быть «идеальной», и получение необходимого усиления с точностью до доли дБ не всегда важно. Исключение составляет стереосистема, где разница в усилении между каналами смещает стереообраз.

  ---

  Введение

  JFET имеют некоторые уникальные особенности, но, к сожалению, одной из них является очень большой разброс параметров. Часто схема, разработанная на основе «типичных» параметров для данного устройства, просто отказывается работать должным образом, особенно если напряжение питания довольно низкое (например, 9-вольтовая батарея). В результате вам придется либо вручную выбирать устройства, которые соответствуют вашим критериям, из большей партии, либо необходимо включать подстроечный регулятор для настройки условий работы.

  Хотя подстроечный потенциометр, безусловно, работает, обычно это также означает, что коэффициент усиления различается между двумя (предположительно) идентичными цепями. Это одна из многих причин, по которым я редко использую JFET в проектах. Другая важная причина заключается в том, что ассортимент сократился настолько, что альтернатив стало немного. Большинство «линейных» JFET исчезли из ассортимента поставщиков по всему миру, оставив несколько устройств, которые могут быть предназначены для переключения (например, в качестве цепей отключения звука в усилителях или предусилителях). Другой распространенной областью является RF, хотя это не исключает использования JFET для аудио.

  В результате я буду продолжать избегать JFET, за исключением случаев, когда нет другого выбора. Это позор, потому что по большей части это действительно неплохие устройства, но разброс параметров всегда будет проблемой. Если у вас есть запасное напряжение (обычно около +24 В постоянного тока), это не является серьезной проблемой, но с низким напряжением питания это всегда сложно. Есть несколько разработчиков, которые любят JFET и считают их «лучше» во всех отношениях, чем BJT (транзисторы с биполярным переходом). Однако вы должны учитывать, что вероятность выявления каких-либо различий в правильном двойном слепом тесте, скорее всего, равна нулю. 2481 !

  Существует три основных топологии: общий исток («обычный» усилитель), общий сток (истоковый повторитель) и общий затвор. Схема с общим затвором обычно используется только для радиочастотных цепей и не будет рассматриваться в этой статье. Я также не буду рассматривать некоторые из наиболее «эзотерических» конфигураций, которые, похоже, нравятся некоторым дизайнерам. Это не потому, что они не работают, а потому, что они могут стать довольно сложными, даже не приблизившись к производительности операционного усилителя за 5,00 долларов. Они интересны, но заставить их работать как можно лучше непросто. В основном это связано с отсутствием JFET, пригодных для аудио, и с широким разбросом параметров. Это усложняет разработку более сложных схем.

  Эту статью следует читать вместе с полевыми транзисторами (и полевыми МОП-транзисторами) — применение, преимущества и недостатки. Между ними есть некоторая общность, но эта статья больше концентрируется на конкретных параметрах, их значении и способах проектирования с их помощью. чтение обоих поможет вам лучше понять проблемы проектирования, возникающие из-за «разброса параметров», а статья «Приложения» охватывает больше вариантов, но с меньшими подробностями.

  JFET примерно эквивалентны триод ламповый (ламповый), хотя в некоторых случаях можно утверждать, что они равноценны пентоду. Это только кажется из-за кривых проводимости JFET, напоминающих кривые пентодов. Однако с точки зрения коэффициента усиления каскада они попадают в триодную область — пентоды обычно имеют усиление более 100 в «типичных» схемах, но один каскад JFET не может даже приблизиться к этому. Доступное усиление обычно можно непосредственно сравнить с обычными триодами, такими как 12AT7, 12AU7 и 12AX7. К сожалению для JFET, его параметры гораздо менее предсказуемы, чем для клапанов, что усложняет процесс проектирования. МОП-транзисторы с малым сигналом намного ближе к пентодам, имея гораздо более высокий коэффициент усиления в типичной схеме. Однако наиболее распространенные полевые МОП-транзисторы работают в режиме улучшения и требуют другой схемы смещения. Они также сравнительно шумные и, по моему мнению, не подходят для приложений с низким уровнем звука.

  Поскольку ламповый каскад должен обрабатывать сигнал относительно низкого уровня (например, около 100 мВ), трудно усилить его , а не . Из-за используемых высоких напряжений даже довольно плохо спроектированный каскад ламп может отлично работать в заданном приложении, поскольку размах выходного напряжения будет составлять небольшой процент от напряжения питания. При использовании JFET с типичными напряжениями от 12 В до 24 В или около того ошибка смещения вызовет значительные искажения, поскольку размах выходного напряжения ограничен доступным низким напряжением. Чем ниже напряжение питания, тем более точным должно быть смещение.

  Чего вы не найдете в этой статье, так это страниц формул, графиков передаточных (и других) характеристик, эквивалентных схем и еще нескольких страниц формул. Это может быть «интересно», но они применимы только к конкретному JFET, который был протестирован для получения графиков или значений в формулах. Следующий JFET, который вы достанете из сумки (или где бы вы его ни хранили), , будет совершенно другим, , и только случайно или в результате утомительного тестирования вы найдете два одинаковых.

  ---

  1 – Основные параметры

  Наиболее важными параметрами являются напряжение отсечки затвор-исток и максимальный ток при нулевом напряжении затвора (относительно истока). Они обозначены как V _{GS (выкл.)} и I _DSS соответственно и определяют используемые точки смещения. Поскольку в большинстве схем JFET используется «самосмещение» (так же, как в маломощных вентилях), смещение достигается за счет использования резистора в цепи истока. Напряжение, возникающее на этом резисторе, создает на затворе отрицательное напряжение, точно так же, как смещается клапан (слабый сигнал). Если исток более положительный, чем затвор, то затвор имеет отрицательное напряжение относительно истока. В таблице 1 показано напряжение отсечки (отрицательное напряжение затвора для заданного тока утечки стока).

  JFET находятся в режиме истощения. Это означает, что для выключения полевого транзистора необходимо отрицательное (при условии N-канального) напряжение затвора. При отсутствии напряжения на затворе (V _GS  = 0) JFET будет включен на . Напротив, большинство (но , а не все ) МОП-транзисторы работают в режиме расширения, поэтому без напряжения на затворе они остаются выключенными. Существуют МОП-транзисторы с режимом истощения, но они далеко не так распространены, как устройства с режимом улучшения. Крупный поставщик, на которого я смотрел, показывает 109 полевых МОП-транзисторов с режимом истощения (всех типов) против 9.919 типов расширенного режима. JFET в расширенном режиме отсутствуют.

  J201 6 -1924 5 9 2 9 2 4 5 2 9 2 4 6 9 2 4 6 4 -0,32465 4 6 4 92 94 9,5

  Символ	Параметр	Условия испытаний	Тип	Мин.	Тип.	Макс.	Единицы
  В GS (выкл. )	Напряжение отсечки затвор-исток	В DS = 15,0 В, I D = 10 нА	J111	-3,0		-10,0	В
  			J112	-1,0		-5,0	В
  			J113	-0,5		-3,0	В
  		В DS = 5,0 В, I D = 1,0 мкА	2N5457	-0,5		-6,0	В В В
  		В DS = 15,0 В, I D = 10 нА	2N5484	-0,3		-3,0	В В В
  		В DS = 20,0 В, I D = 100 пА	J201	В
  			J202	-0,8		-4,0
  		В DS = 15,0 В, I D = 2 нА	MPF102
  		В DS = 10,0 В, I D = 100 нА Примечание 1	2SK209	-0,2		-1,5	В
  		V DS = 10. 0V, I D = 1nA Note 2	LSK170	-0.2		-2.0	V

  Таблица 1. Значения V _{GS (выкл.)}

  ^{Примечание 1}   2SK209 доступен только в корпусе для поверхностного монтажа (TO-236/SOT-346) — 2,9×1,5 мм. Он включен в качестве примера, но может быть полезен в аудиосхемах.
  ^{Примечание 2}   V _{GS (выкл.)} одинаков для всех вариантов LSK170.

  Я включил некоторые полевые транзисторы JFET, которые раньше были распространены (серия 2N545x), легкодоступные типы (серия J11x), J201/202, MPF102, 2SK209 и LSK170. Для каждой серии указано разное напряжение сток-исток и минимальный ток. Как видно из таблицы, ВГС _(выкл.) колеблется в широких пределах (обычно от 3,3:1 до 6:1, а у 2N5457 соотношение 12:1). Это больше, чем любой другой слабосигнальный усилитель, и в этом кроется одна из самых больших проблем. Есть способы обойти это, но они могут значительно усложнить процесс. Стоит отметить, что данные J201/202 варьируются от одного поставщика к другому (у меня есть две таблицы данных для них, и они совершенно разные), поэтому вы должны не только смотреть на таблицу данных, но и убедиться, что она от фактического производителя. JFET у вас есть. Обратите внимание, что V _{GS (off)} также известен как напряжение «отсечки» (V _P ), где ток стока снижен до очень низкого значения (обычно < 1 мкА). Обозначается как V _P , где используется.

  4 6 5 2 9264 4 6 5 2 924 1,02465_{4 5 1,52464 14}

  Символ	Параметр	Условия испытаний	Тип	Мин.	Тип.	Макс.	Единицы
  I DSS	Нулевой ток стока напряжения затвора	В DS = 15,0 В, В GS = 0	J111	20			мА
  			J112	5,0			мА
  			J113	2. 0			мА
  		В DS = 15,0 В, В GS = 0	2N5457	20			мА
  			2N5458	5,0			мА
  			2N5459	2.0			мА
  		В DS = 15,0 В, В GS = 0	2N5484	мА
  			2N5485	4,0		10	мА
  			2N5486	8,0		20	мА
  		V DS = 25,0 В, V GS = 0	J201	0,2465 666464646464646464646464646464646464646464464646464646464464646464644464н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4н4 является
  			J202	0,9		4,5	мА
  	.
  		В DS = 10,0 В, В GS = 0	2SK209	мА
  		V DS = 10.0V, V GS = 0 Note 1	LSK170A	2.6		6.5	mA
  			LSK170B	6,0		12	мА
  			LSK170C	10		20	мА
  			LSK170D	18		30	мА

  Таблица 2. Значения I _DSS

  В зависимости от таблицы данных (и ожидаемого использования JFET) крутизна может быть указана или не указана. Наряду с другими параметрами крутизна (измеряемая в мОм [мхо] — это «Ом» в обратном направлении], мА/В [нечасто] или Сименс, иногда обозначается знаком ℧) также является переменной, с более или менее типичный диапазон от 1 мс до 10 мс. Для любого данного типа JFET ожидается диапазон примерно 2: 1 от самого высокого до самого низкого. mS примерно эквивалентен «мА/В» для клапанов, но он не раскрывает всей истории и (по большей части) в значительной степени не имеет значения. Одна из причин этого в том, что на самом деле так трудно спроектируйте каскад с использованием JFET, потому что все параметры очень изменчивы. Вы можете выполнять любую теорию, которую хотите, изучать графики в таблице данных, пока вам не надоест или вы не будете сбиты с толку, спроектировать сцену на основе теории, которую вы только что применили, и обнаружить, что она не работает. Не из-за того, что вы что-то сделали, а просто потому, что большое разнообразие V _GS(off) (в частности) делает большинство вычислений бессмысленными.

  Вы не встретите упоминания об этом где-либо еще, и на многих сайтах будет показана вся теория, необходимая для получения рабочего проекта. Некоторые будут использовать графики «линии нагрузки», чтобы показать оптимальную точку смещения, а другие будут описывать ряд формул (часто огромное количество). за некоторыми исключениями, они полезны только в том случае, если ваш полевой транзистор идентичен тому, который использовался для построения показанных графиков (или описания параметров). Автор может (или не может) указать где-то, что вам нужно будет внести изменения в один компонент (обычно это резистор) или в другой, но большинство, похоже, не заметили, что это делает весь процесс «проектирования» излишним. . Есть относительно немного вещей, которые необходимо учитывать, и после этого вы должны либо выбрать JFET в соответствии с конструкцией, либо изменить конструкцию в соответствии с JFET. Очевидно, есть несколько вещей, которые имеют значение в идентичных схемах, причем крутизна является лишь одним из них.

  Например, если данный JFET имеет крутизну 3 мСм (3 миллисименса или 3 мА/В), можно ожидать, что выходной ток будет изменяться на 3 мА для каждого вольта входного сигнала. Это редко возможно, поскольку изменение тока стока почти всегда будет составлять небольшую долю 1 мА. Я провел симуляцию, используя (с сервоприводом) 2N5484, 5 и 6 в идентичной схеме. Сервопривод обеспечивал, чтобы напряжение стока составляло ½ напряжения питания. Применив сигнал 10 мВ, я измерил изменение тока стока (ΔI), чтобы получить показатель крутизны. Я получил значения крутизны 4,18 мСм (2N5484), 3,52 мСм (2N5485) и 3,98 мс (2N5486). Измеренное усиление составило (в том же порядке) 23,5 дБ, 21,76 дБ и 20,20 дБ. Это коррелировало с измеренной крутизной, , но она варьируется от одного устройства к другому, даже одного и того же типа !   Крутая проводимость также зависит от тока стока. Вариация может достигать 2:1 при одинаковых условиях, что делает детальный анализ где-то между бесполезным и бессмысленным.

  Я полностью за то, чтобы показать читателям, как спроектировать усилительный каскад, но когда существует так много различий между устройствами, это становится спорным вопросом. Единственный способ узнать, как будет работать схема, — это построить ее. Моделирование бесполезно, потому что имитационные модели будут иметь набор «типичных» параметров, за исключением того, что обычно они вообще не типичны. Вы заметите, что во всех случаях, показанных в таблицах, указаны только минимум и максимум — в «типичный» столбец ничего не попадает, потому что все они разные.

  Тем не менее, параметры, показанные в таблицах, по-прежнему важны. Если у вас есть источник питания 9 В, нет смысла выбирать JFET, которому для выключения требуется напряжение затвора -10 В. Аналогично, если расчетный ток стока составляет 1 мА, выбор JFET, который может обеспечить ток до 20 мА при нулевом напряжении на затворе, вероятно, будет неразумным. Его все еще можно заставить работать, но может потребоваться такое высокое отрицательное напряжение затвора, что это непрактично. Вот где таблицы данных полезны, но только если вы понимаете значение каждого параметра.

  Не указан в таблицах, но вы должны следить за тем, чтобы максимальное номинальное напряжение (V _GS и V _GD ) не превышалось. Обычно они находятся где-то между 25 В и 50 В (это , всегда , показанные в таблице данных), и их превышение может привести к выходу из строя JFET. Пробой происходит между стоком или истоком и затвором , который обычно образует диод с обратным смещением. Как и любой диод, если напряжение слишком высокое, это вызовет протекание относительно большого тока, когда переход не выдерживает напряжения. Рассеяние мощности будет высоким, и JFET, вероятно, выйдет из строя.

  Большинство полевых транзисторов JFET симметричны, поэтому сток и исток можно поменять местами практически без изменения производительности. Еще одна вещь, которая здесь не рассматривается (но может оказаться полезной), заключается в том, что «сопротивление во включенном состоянии» (r _{DS (on)} ) можно сделать ниже, чем значение из таблицы, сделав вентиль положительным по отношению к источник. Однако есть предел, потому что, если напряжение затвор-исток или затвор-сток превышает +0,65 В, затворный диод будет проводить. Обычной практикой является поддержание максимального положительного напряжения около 300 мВ или около того. Точно так же никогда не превышайте «абсолютно максимальные» значения, указанные в таблице данных. К ним относятся обратное напряжение затвор-исток, максимальный ток затвора, номинальная максимальная рассеиваемая мощность и предельные температуры.

  Кстати, полевые транзисторы JFET можно использовать в качестве диодов с малыми утечками в критически важных приложениях. Однако «диод» BJT (база-коллектор) обычно лучше, чем JFET. Выбирайте JFET/BJT с умом хотя, как некоторые лучше, чем другие. BC549 при 12 В будет иметь утечку около 17 пА (706 ГОм ! ) по сравнению с 5 нА для 2N2222 (симулировано, но не проверено). Самый «типичный» JFET будет около 25 пА при 12 В ( только 480 ГОм). Эти данные обычно не указываются в таблицах данных.

  В таблицах также не указана собственная емкость затвор-исток, C _ISS . Это показано в некоторых таблицах данных, игнорируется в других, а в некоторых случаях это будет указано таким образом, что это может быть не особенно полезно. Было бы неплохо, если бы во всех таблицах данных была одинаковая информация в одних и тех же единицах измерения, но я боюсь, что это слишком много. Ожидайте, что емкость затвор-исток будет между 5 пФ и 10 пФ, хотя некоторые могут быть выше или ниже этого значения. JFET, предназначенные для переключения, часто имеют намного выше C _ISS , чем у других полевых транзисторов, поэтому будьте очень осторожны при их использовании в высокочастотных приложениях. Обратите внимание, что C _ISS – это , а не , фиксированное значение для любого JFET, и оно нелинейно. Значение изменяется в зависимости от тока стока и напряжения смещения.

  Все таблицы данных указывают максимально допустимый ток стока и ток затвора (с затвором , смещенным в прямом направлении ). Также показано рассеивание мощности, и для устройств TO92 оно обычно не превышает 500 мВт, при этом SMD-детали обычно имеют уменьшенную максимальную мощность для того же типа устройств. Превышение любой из этих цифр редко, поскольку большинство (но, конечно, не все) схем JFET являются слаботочными. Затвор представляет собой PN-переход с обратным смещением при нормальной работе, и существует ограничение на максимальное напряжение между затвором и истоком и/или стоком. Это определяет максимальное рабочее напряжение.

  
  Рисунок 1.1 — Выводы JFET (TO92)

  Вышеприведенное не показывает все возможности, но охватывает те, что обсуждались здесь (плюс типы J30x). Я понятия не имею, почему производители не смогли стандартизировать распиновку – им удалось сделать это с популярными лампами (вакуумными лампами) и многими другими устройствами, но по какой-то причине, когда вы даете кому-то три контакта, они будут использовать все возможные комбинации. Три, указанные с номерами деталей, кажутся наиболее распространенными. Хотя большинство полевых транзисторов JFET симметричны (поэтому сток и исток можно поменять местами без изменения производительности), всегда лучше использовать «правильную» ориентацию, чтобы впоследствии минимизировать путаницу.

  Перед использованием любого JFET убедитесь, что у вас есть копия таблицы данных, и ознакомьтесь с используемой терминологией (и выводами). Не все производители используют одни и те же термины для различных параметров, некоторые включают данные, которые не показаны в других спецификациях (например, r _{DS (on)} показан для серии J11x, но не для большинства других), а шум может быть указан как «коэффициент шума» в дБ или в нВ√Гц. Тот факт, что JFET обозначен как «переключающий», не означает, что он не будет работать как усилитель и наоборот. Однако имейте в виду, что усилитель JFET обычно не так эффективен для переключения, как «настоящее» переключающее устройство (где r _{DS (вкл.)} будет указано). Аналогично, переключающий JFET может плохо работать в качестве усилителя, в частности, из-за более высокого C _ISS , что будет ограничивать высокочастотную характеристику с источниками сигналов с высоким импедансом.

  ---

  2 – Начальные испытания

  Прежде чем вы сможете начать работу со схемами JFET, вам потребуются значения для V _GS(off) и I _DSS . Вот почему я включил эти две таблицы, потому что эти два параметра являются наиболее важными для любой схемы. Они также являются значениями, которые требуют сопоставления, поэтому очень важен простой метод измерения любых JFET, которые у вас есть (или вы покупаете). Показанная ниже тестовая схема основана на простом методе измерения. Резистор 1 МОм вызовет небольшой ток для V _GS(off) тесты (счетчик покажет положительное напряжение , но это отрицательное значение). Оно будет отличаться от значения из таблицы, но «ошибка» будет крошечной и ее можно будет игнорировать. Ваш мультиметр должен измерять до милливольт, так как напряжение на резисторе R1 (1 Ом) будет показывать 1 мВ/мА. Если ваш измеритель не может измерять напряжение ниже 1 мВ, вам необходимо увеличить значение R1. Если вы сделаете его 10 Ом, показание напряжения делится на десять, чтобы получить ток. Например, если вы измеряете 0,012 В (12 мВ), ток равен 1,2 мА.

  
  Рисунок 2.1. Схема тестирования для V _{GS (выкл.)} и I _DSS ^[ 4 ]

  «ТУ» означает «тестируемое устройство». Этот тест легко выполняется, требуется только внешний источник питания. В идеале он должен иметь ограничитель тока, чтобы закороченное устройство не вызывало дыма, но если нет, вы можете использовать «защитный» резистор последовательно с источником питания. Вы можете использовать до 100 Ом для предохранительного резистора, и хотя его включение изменит ваши показания, все тестируемые устройства будут иметь одинаковую «ошибку», поэтому результаты будут сбалансированы. P-Channel JFET также можно протестировать, просто поменяв полярность питания.

  Когда кнопка разомкнута, на приборе отображается V _{GS (выкл.)} , то напряжение, при котором полевой транзистор JFET не проводит более нескольких микроампер, проходящих через R2. При нажатой кнопке вы измерите I _DSS , максимальный ток при нулевом напряжении на затворе. Многие полевые транзисторы JFET полностью симметричны, поэтому сток и исток можно поменять местами, и вы получите одинаковые показания.

  Измеряя полевые транзисторы JFET перед использованием, вы знаете, какой диапазон напряжения вам нужен для желаемого тока стока. Поскольку разброс параметров настолько велик, вам необходимо проектировать каждый усилитель на полевых транзисторах на основе сделанных вами измерений. Никакое другое усилительное устройство не требует этого шага. Чтобы завершить этот пример, мы протестируем 2N5484 (я буду использовать симулятор, но я также проводил тесты на «настоящих» полевых транзисторах).

  V _{GS (выкл.)} = -1,255 В
  I _DSS = 3,37 мА

  Значение, полученное для V _{GS (выкл.)} , находится в пределах диапазона, указанного в таблице 1 (от -0,3 до -3,0 В), и I _DSS также находится в пределах диапазона (1–5 мА). Другое (кажущееся идентичным) устройство почти наверняка будет сильно отличаться от того, которое вы только что протестировали. Это вполне нормально для JFET, поэтому необходим простой способ их проверки.

  JFET обычно работают в области «насыщения», то есть устройство будет потреблять максимально возможный ток для заданного (отрицательного) напряжения на затворе. Этот это не означает, что изменение напряжения стока не повлияет на ток, потому что оно будет. Количество изменений зависит от самого JFET, и (как и все параметры) оно будет варьироваться от одного устройство к следующему – даже того же типа. Максимальный ток определяется I DSS , потребляемый ток при нулевом напряжении затвор-исток. Поэтому в таблице 2 представлены испытательное напряжение производителя, которое варьируется от одного типа устройства к другому. Должно быть очевидно, что ожидание работы JFET с I DSS 1 мА с током стока более 1 мА не будет работать — в идеале ток стока покоя должен составлять от 50% до 85% от номинального (или измеренного) I DSS для минимальных искажений. Этот не всегда возможно.

  ---

  3 — «Типичная» конструкция усилителя на полевых транзисторах

  Теперь мы можем рассмотреть конструкцию только что протестированного JFET. Нам нужно выбрать ток стока, и совершенно очевидно, что он должен быть меньше 3,37 мА, потому что это максимально возможный ток стока, полученный при нулевом напряжении между затвором и истоком. Хотя ток можно увеличить, для этого требуется, чтобы затвор управлялся 92 525 плюс 92 526 по отношению к истоку, и этого следует избегать в линейной схеме. Разумный ток будет чуть меньше половины максимального, поэтому в качестве начального теста мы остановимся на 1,5 мА. Поскольку это довольно близко к половине максимума, мы можем попробовать отрицательное напряжение смещения, близкое к половине напряжения, измеренного для V _{GS (off)} , что дает нам -625мВ. Напряжение стока (нет сигнала) должно быть около 6В.

  В показанной конструкции (а также в других примерах ниже) входной конденсатор не является обязательным. Напряжение затвора номинально равно нулю, и входной конденсатор необходим только в том случае, если исток имеет смещение по постоянному току. Если присутствует, смещение постоянного тока нарушит точку смещения, и схема может больше не работать. Значение входного конденсатора определяется резистором затвора (R1) и самой низкой интересующей частотой, обычно 20 Гц. Значение должно быть в 5 раз больше, чем указано по обычной формуле … C = 1 / ( 2π·R·f ). Значение 39nF в порядке с входным сопротивлением 1 МОм.

  
  Рисунок 3.1 – Схема испытательного усилителя

  Важно отметить, что если вы увеличиваете значение R3, это увеличивает отрицательное смещение, уменьшает ток JFET и, в свою очередь, увеличивает напряжение стока (из-за уменьшения тока через R2). Обратное также применимо, конечно. Оптимальное напряжение стока составляет половину напряжения питания с подходящим смещением для учета напряжения истока. Не ожидайте получить пиковое напряжение более 2 В от схемы, показанной без 9.2525 значительное искажение !

  Поскольку (по крайней мере изначально) нас в первую очередь интересуют потенциалы постоянного тока, входной сигнал не используется. При подаче питания можно измерить напряжения стока и истока, чтобы увидеть, насколько близко мы подходим к первоначальным расчетным значениям. Они определяются следующим образом . ..

  R _S = 625 мВ / 1,5 мА = 416 Ом
  R _D = 6 В / 1,5 мА = 4 кОм

  Это нестандартные значения, поэтому мы будем использовать 390 Ом и 3,9к. Помните, что это первая попытка, и мы не должны ожидать, что она будет правильной с первого раза. Симулятор дает следующие значения, которые не так уж плохи для первого предположения …

  I _D = 1,225 мА
  В _GS = 495 мВ
  В _D = 7,2 В

  Мы также можем измерить коэффициент усиления, так как тогда можно рассчитать крутизну. На самом деле в этом нет особого смысла, но это стоит того, чтобы лучше понять, как используется JFET. Резистор истока вызывает дегенерацию (как и в случае с конструкцией BJT), но JFET не имеют очень высокого коэффициента усиления, поэтому, хотя мы ожидаем коэффициент усиления в десять раз от BJT, для JFET он составляет всего 5,2 (для BJT). в той же конфигурации выигрыш составил бы [почти] R _D / R _S ).

  Для измерения крутизны R _S необходимо зашунтировать конденсатором с реактивным сопротивлением R _S /10 на самой низкой интересующей частоте. Для хорошего отклика на частоте 20 Гц требуется конденсатор емкостью 204 мкФ — мы будем использовать 220 мкФ, поскольку это стандартное значение. При установленном конденсаторе усиление составляет 10,7 (20,6 дБ).

  Transconductance (иначе gm [‘заимствовано’ из терминологии вентиля] или g _fs – проводимость прямого переноса) определяется путем деления изменения тока стока на изменение напряжения затвора. Изменение напряжения затвора на 10 мВ дает изменение тока стока на 290,2 мкА, поэтому gm составляет 2,6 мс (или 2,6 мА/В). В техническом описании 2N5484 заявлено от 3000 мкм (3 мСм) до 6000 мкм (6 мСм), так что, опять же, мы, вероятно, достаточно близки (среди прочего, оно зависит от тока стока). В таблице технических данных для крутизны указано, что при токе стока 1,2 мА крутизна должна составлять около 2,5 мСм при 25°C.

  Примечание: Надеюсь, никто не подумал, что на эти параметры не влияет температура — JFET не более защищены от тепловых изменений, чем любой другой полупроводник.

  Этот базовый метод будет работать в большинстве случаев, но даст приемлемые условия смещения, только если вы знаете фактические значения для V _{GS (выкл.)} и I _DSS . Если вы работаете с усредненными цифрами в таблице данных, это, вероятно, сработает, но не будет оптимизировано. Конечно, самый простой способ сделать это — выбрать «подходящий» ток стока (который находится в пределах показанного диапазона), рассчитать резистор стока и использовать подстроечный резистор для регулировки сопротивления истока, чтобы получить максимальный неискаженный выходной сигнал от осушать.

  gm = ΔI _D / ΔV _GS     (Δ означает изменение)

  Изменение напряжения затвора должно быть небольшим, чтобы нелинейность не мешала измерению. Изменение тока стока должно быть таким, чтобы им можно было пренебречь по сравнению с током покоя (без сигнала). Каждый раз, когда вы используете другой ток стока, вы будете измерять другую крутизну, даже на одном и том же JFET. Кривая не является линейной, а имеет тенденцию быть параболической, следуя тому, что обычно называют «квадратичным законом». Это можно определить по следующей формуле …

  I _D = I _DSS × ( 1 – [ V _GS / V _{GS (выкл.)} ] ) ²

  Вам не нужно запоминать это, так как (например, все параметры JFET) они различаются. Тем не менее, давайте сделаем пример, используя тот же JFET, что и раньше (2N5484), но мы будем использовать минимум I _DSS в 1 мА в качестве нашего максимума, поэтому ток покоя должен быть 500 мкА. Для источника питания 12 В мы ожидаем около 6 В на сопротивлении стока, поэтому по закону Ома это составляет 12 кОм. Это должно работать с любым примером 2N5484, и мы просто будем использовать подстроечный резистор вместо истокового резистора. Основываясь на предыдущем упражнении по проектированию, сопротивление стока примерно в четыре раза превышает предыдущее значение (12 кОм против 3 кОм).), поэтому сопротивление источника также должно быть примерно в четыре раза больше, чем в предыдущем примере. Это означает ~ 1,2 кОм, поэтому подстроечный резистор на 5 кОм дает множество возможностей для регулировки. Нет необходимости быть точным, когда используется тримпот.

  
  Рисунок 3.2 – Цепь тестового усилителя №2

  В итоге мы получаем схему, показанную выше. Чтобы получить 6,7 В на стоке (при ~820 мВ на истоке), TP1 будет установлен на 1,8 кОм (в симуляторе), а значение C1 может быть уменьшено, так как сопротивление ниже (расчетная емкость 56 мкФ, вероятно, быть недоступным, поэтому вы должны использовать 100 мкФ). Усиление без C1 составляет около ×5,1, а с включенным C1 — ×19.0,7 (25,9 дБ). Изменилась и крутизна, она уменьшилась до 1,79 мСм. Из этого вы можете (справедливо) сделать вывод, что крутизна , а не подразумевает усиление схемы, поскольку в первом примере измеренное значение g _fs составило 2,92 мСм, но коэффициент усиления был ниже !

  В целом, работа любого полевого транзистора JFET при более высоком токе обычно приводит к меньшим искажениям, но вы также получаете более низкий коэффициент усиления, если нагрузка стока является резистивной. Как уже отмечалось, ток стока должен должен быть меньше, чем I _DSS , иначе вы можете вызвать протекание тока затвора, вызывая искажения (клапаны в этом отношении ничем не отличаются). Рекомендации сильно различаются, но я предлагаю оставаться в пределах от 50% до 85% от I _DSS для большинства цепей. Некоторые схемы могут работать лучше при большем или меньшем токе, в зависимости от выходной амплитуды. Вы также достигаете максимального размаха выходного сигнала, используя схему, показанную на рис. 3.2, хотя искажения будут довольно высокими (обычно > 1 %), если выходной уровень превышает ~500 мВ среднеквадратичного значения. Изменение точки смещения, скорее всего, ухудшит, а не улучшит ситуацию.

  Входное сопротивление примерно равно значению R1, но зависит от частоты. На входное сопротивление влияет входная емкость (C _ISS ) и любой ток утечки затвора. Входное сопротивление всегда выше на низких частотах, где влияние входной емкости незначительно. Выходное сопротивление (опять же примерно) равно значению резистора стока (R2). На самом деле оно параллельно сопротивлению стока (эквивалентно сопротивлению пластины в клапане), но сопротивление стока обычно очень велико, и им можно пренебречь. Помните, что резистор стока также подключен параллельно внешнее сопротивление нагрузки (обозначено как R4), и если нагрузка имеет низкое сопротивление, вы потеряете коэффициент усиления по напряжению. JFET «видит» комбинированное сопротивление параллельных резисторов R2 и R4 как эффективное сопротивление стока, и это влияет на коэффициент усиления. Эти предостережения относятся ко всем усилителям JFET , независимо от топологии.

  ---

  В некоторых конструкциях вы можете увидеть делитель напряжения, используемый на входе (затворе), который, как утверждается, позволяет JFET работать в более широком диапазоне. Хотя это может быть правдой, гораздо проще использовать подстроечный резистор, так как это устраняет вероятность того, что шум питания будет связан со входом, и это означает, что входной конденсатор не является обязательным, если от источника сигнала не поступает постоянный ток. Даже если вы до используйте делитель напряжения, как показано выше, вам все равно нужно будет использовать подстроечный резистор или выбрать JFET. Характеристики искажения не изменились по сравнению с версией на рис. 3.2.

  
  Рисунок 3.3 – Цепь тестового усилителя №3

  Если вы не включаете шунтирующий конденсатор резистора истока (C1), отношение сигнал/шум (SNR) будет снижено. Резистор создает шум (подробности см. в разделе «Шум в аудиоусилителях»), и он будет усиливаться полевым транзистором JFET, действующим как заземленный Цепь затвора для шумового напряжения в истоке. C1 обходит этот шум и увеличивает усиление, и схема всегда будет иметь лучшее отношение сигнал-шум с включенным C1, чем без него. Это не всегда возможно или желательно, но вы должны знать об этом.

  ---

  В разделе 5 описываются схемы активной нагрузки, но схема, показанная далее, на самом деле является лучшим выбором для . Схема проста, и у нее нет проблем со стабильностью, потому что условия постоянного тока задаются резисторами, а не активными устройствами. Это происходит потому, что «текущий источник» равен только активен для переменного тока и ничего не делает на очень низких частотах или постоянном токе. Как только подстроечный резистор настроен на получение симметричных искажений и/или ограничения, он смещается, как и любой другой простой усилитель на полевых транзисторах, но имеет исключительно высокий коэффициент усиления. Раздел начальной загрузки включает в себя Q2, C2 и центральное касание R2 и R3. Выходное сопротивление низкое (всего несколько Ом), поэтому на JFET не влияет входное сопротивление следующего каскада.

  
  Рисунок 3.4. Усилитель нагрузки с бутстрапным стоком

  Схема бутстрапа гарантирует, что напряжение на резисторе R3 не изменится, поэтому ток через него также не изменится. Это стоковая нагрузка постоянного тока, которая получает максимально возможный коэффициент усиления от JFET. Моя симуляция говорит, что усиление составляет 100 раз (40 дБ), что действительно очень хорошо для одного усилительного устройства. Это намного выше, чем вы когда-либо получите с JFET в «обычной» схеме, такой как показанная выше. Показатели искажений разочаровывают: симуляция показывает 2% при пиковом напряжении 1 В (700 мВ среднеквадратичное значение). Это достигается только с пиковым входным сигналом 10 мВ !

  Шунтирующий конденсатор истока (C1) является необязательным, но если его не использовать, JFET будет усиливать шум от резистора R4 (подстроечный резистор). Изменение усиления составляет менее 3 дБ при подключении/отключении. Нагрузки с активными источниками тока обсуждаются в разделе 5, и хотя теоретические преимущества очевидны, практическая реализация активной нагрузки затруднительна. Преимущество схемы, показанной выше, заключается в том, что коэффициент усиления по постоянному току остается небольшим (около 4,5 для показанного примера), поэтому настройка параметров работы по постоянному току не более критична, чем для любого другого простого каскада усилителя на полевых транзисторах.

  ---

  4 — «Универсальный» усилитель JFET

  Ранее я упомянул об использовании сервопривода вокруг JFET, чтобы установить рабочие условия на одно и то же напряжение стока, независимо от используемого JFET. Идея вполне верная, но и глупая — добавление операционного усилителя в схему JFET не имеет смысла, так как вы можете просто использовать операционный усилитель для усиления. Он будет иметь предсказуемый коэффициент усиления, меньшие искажения и гораздо лучшую производительность, чем любой JFET. Однако мы не позволим этому остановить нас.

  
  Рис. 4.1. Усилитель на полевых транзисторах с сервоприводом смещения

  Sw1 (Hi/Lo) позволяет выбрать ток стока, чтобы можно было тестировать слаботочные устройства. В положении «Hi» ток стока составляет 1,82 мА, а в положении «Lo» снижается до 600 мкА. Некоторые полевые транзисторы JFET будут удовлетворительно работать только при токе стока ниже 1 мА. Вы можете изменить значение R2a/R2b в соответствии с вашими требованиями. Все описанные тесты проводились с использованием настройки «Hi».

  Как видите, это слишком много для простой схемы усилителя на полевых транзисторах. Операционный усилитель использует ½ напряжения питания в качестве эталона, поэтому сток JFET всегда будет ровно 6 В при питании ± 12 В. Единственный случай, когда он может упасть, – это полевой транзистор с гораздо более высоким, чем обычно, V _{GS (выкл.)} , где выход операционного усилителя не может колебаться достаточно далеко для компенсации. При включенном J111 выходное напряжение операционного усилителя составляло +7,4 В, что было необходимо для повышения напряжения источника до +4,6 В (отрицательное смещение -4,6 В относительно затвора). Напряжение питания должно быть не менее ±12 В. Отрицательный источник питания используется только для операционного усилителя, поэтому при необходимости он может применять отрицательную коррекцию (это будет иметь место в устройствах с низким напряжением V _{GS (off)} , где резистор 1 кОм приведет к слишком большому смещению). С 2N5484 симулятора выход операционного усилителя составляет -3,73 В, с -48 мВ на истоке Q1 (да, это очень немного обратный смещенный).

  Если я использую J113 в своей симуляции, выход U1 будет -72 мВ, а исходное напряжение для Q1 будет установлено на +871 мВ. Ток через R2 никогда не меняется без сигнала. Поскольку сервопривод фиксирует напряжение на уровне половины напряжения питания (6 В для этой демонстрации), ток стока всегда составляет 1,82 мА, независимо от используемого полевого транзистора. Крайне маловероятно, что кто-то другой будет строить эту схему не потому, что она не работает, а потому, что нецелесообразно использовать так много деталей в простом каскаде усилителя на полевых транзисторах. Обратите внимание, что C2 необязательно является 9Биполярный электролитический конденсатор 2525 необходим только в том случае, если вы хотите протестировать биполярные транзисторы или полевые МОП-транзисторы, так как напряжение эмиттера/источника будет отрицательным. Для тестирования только JFET это будет стандартный поляризованный электро, как показано на рисунке.

  Как бы то ни было, показанная схема будет работать с NPN BJT или малосигнальным N-канальным MOSFET так же хорошо, как и с JFET. При условии, что операционный усилитель может обеспечить достаточное напряжение для смещения используемого устройства, его можно использовать для прямого сравнения устройств. Я не совсем уверен, что это полезно, но некоторые люди могут захотеть собрать его просто для удовольствия. Нечасто можно увидеть схему, которая автоматически смещает почти любое устройство, которое вы решите попробовать. Я измерил крутизну биполярного транзистора BC550C в той же схеме, и он показал 22 мс — значительно выше, чем у любого JFET и 2N7000 MOSFET (13,7 мс). BJT имел значительно меньшие искажения, чем JFET или MOSFET. Тестирование устройств PNP или P-Channel потребует перемонтажа цепи в соответствии с требованиями.

  Некоторые читатели могут выбрать эту компоновку для количественного разделения JFET на категории почти так же, как схема на рис. 2.1, но с возможностью измерения коэффициента усиления, а также требуемого напряжения источника для работы при выбранном токе. Для тех, кто часто работает с JFET, это может оказаться бесценным инструментом. Может быть, это не так глупо, как я сначала подумал !

  Измерения крутизны основаны на использовании устройства в предполагаемом режиме работы и могут не совпадать со значением, указанным в техническом описании. Приведенные цифры обычно основаны на постоянном напряжении стока и заданном токе стока. Это почти наверняка будет при напряжении и токе, которые отличаются от значений, которые вы будете использовать, и цифра будет другой.

  ---

  5 — Активный (источник тока) усилитель нагрузки JFET

  На рис. 3.4 показана нагрузка стока с бутстрапом, которая делает ток стока JFET почти постоянным. Как и в случае с биполярными транзисторами и лампами, использование нагрузки от источника тока повышает производительность, что обычно приводит к более высокому коэффициенту усиления и лучшей линейности. При использовании JFET самым простым (хотя это может быть спорным) является использование второго FET в качестве нагрузки, сконфигурированного как источник тока. JFET не особенно хороши в этой роли, но они представляют собой более простое решение, чем источник тока BJT. Хотя производительность последнего намного лучше, чем у JFET, он также более сложен. Для JFET требуется только один резистор, как показано ниже. Это будет только работают с хорошо согласованными полевыми транзисторами.

  
  Рис. 5.1. Усилитель нагрузки источника тока JFET

  Если полевые транзисторы JFET согласованы, напряжение на каждом из них будет близким к одинаковому, и схема будет иметь правильное смещение. С непревзойденными полевыми транзисторами JFET вас ждет мир боли — если характеристики обоих не будут близки к идентичным, схема не будет работать должным образом. Удивительно, но шунтирующий конденсатор истокового резистора (C1) очень мало влияет на коэффициент усиления. В зависимости от используемых полевых транзисторов JFET и условий эксплуатации усиление может увеличиться на 3–6 дБ, но не более того. Исключение C1 уменьшает искажения, и степень может быть значительной (до 10:1). Однако вы можете столкнуться с повышением уровня шума, так как шум резистора (R3) будет усиливаться.

  В качестве альтернативы можно использовать текущую нагрузку приемника на выводе источника. В нем используется больше деталей, и похоже, что он обеспечит превосходную производительность. Однако JFET на самом деле не волнует, как определяется его ток стока, поэтому активная или пассивная схема истока не должна иметь значения. Моделирование показывает, что это так, и частотная характеристика, и искажения почти идентичны. Обратите внимание, что нет фактической разницы между источником тока и приемником тока — это просто вопрос семантики, а не поведения схемы. Я не показывал схему для этого, так как в этом действительно нет смысла.

  
  Рисунок 5.2. Усилитель нагрузки JFET с источником тока на биполярных транзисторах

  Такое расположение может показаться идеальным, поскольку оно обеспечивает гораздо более высокий коэффициент усиления, чем любой другой вариант. Однако (а вы только что знали, что будет обратная сторона), он чрезвычайно чувствителен к значению R3 по отношению к R2. Даже незначительное изменение параметра (такое, как с полевым транзистором JFET в зависимости от температуры) выбрасывает все наружу, и он либо искажается, либо даже может вообще перестать усиливаться. Усиление составляет ×222 (47 дБ), уменьшенное до ×136 (42,6 дБ) без C1. Искажение уменьшается в 2,7 раза, если C1 опущен. Интересно, но бесполезно в усилителе «реального мира» без схемы сервопривода (рис. 4.1). Хотя это будет работать (очень хорошо), это действительно начинает становиться очень глупым. Все это для усилителя на JFET, который все еще не может превзойти пару операционных усилителей !

  Любая активная нагрузка источника тока очень усложнит настройку условий постоянного тока. Это связано с тем, что JFET вынужден иметь чрезвычайно высокий коэффициент усиления для всех частот включая постоянную , поэтому неизбежно, что даже небольшие изменения (например, из-за времени и температуры) вызовут большие изменения условий постоянного тока. Простой способ обойти это — использовать загрузку, как показано на рис. 3.4. Потеря производительности поддается измерению, но на самом деле схема будет работать лучше, если условия постоянного тока станут менее критическими.

  ---

  6 – Усилитель JFET с активной нагрузкой на операционных усилителях

  Изучив постоянное ток , теперь мы можем исследовать постоянное напряжение . Показанная договоренность не та, которую я видел, но неизбежно, что она использовалась раньше. Операционный усилитель используется для «токовой нагрузки» стока JFET, и (для идеального операционного усилителя) на инвертирующем входе операционного усилителя имеется (близкое к) нулевое переменное напряжение. Операционный усилитель получает опорное напряжение от того же соединения (вывод стока полевого транзистора), и хотя может показаться маловероятным, что это сработает, оно работает очень хорошо. Операционный усилитель должен иметь высокий входной импеданс, рекомендуется тип входа на полевых транзисторах. Однако из-за используемой схемы смещения вы может использовать биполярный операционный усилитель (R3, вероятно, следует уменьшить примерно до 100k).

  
  Рисунок 6.1 – Усилитель JFET с активной нагрузкой на операционных усилителях

  Из-за резистора R4, который обеспечивает обратную связь и превращает инвертирующий вход в каскад «виртуальной земли», входное сопротивление операционного усилителя близко к нулю. Смещение обеспечивается через R3 и обходится с помощью C3. C2 гарантирует, что коэффициент усиления по постоянному току операционного усилителя равен единице, чтобы предотвратить серьезные проблемы со смещением. Операционный усилитель подключен как трансимпедансный усилитель, что означает, что его выходное напряжение прямо пропорционально входному текущий (но инвертированный). Коэффициент усиления каскада операционного усилителя определяется крутизной JFET и резистора R4, а резистор R2 влияет на коэффициент усиления только за счет небольшого изменения крутизны. Как и было смоделировано, общий коэффициент усиления равен ×23, и его можно увеличить или уменьшить, увеличив (или уменьшив) значение R4. Как показано, вам почти наверняка потребуется использовать подстроечный резистор вместо R3, чтобы можно было установить рабочие условия для имеющегося у вас JFET (значение было 1k для моделирования).

  Напряжение на стоке транзистора Q1 почти не меняется, поэтому меняется только ток через JFET. Поскольку напряжение на резисторе R2 не меняется, как и ток через него. Эта компоновка настраивает JFET на работу как «настоящее» квадратичное устройство, и у него есть 9Только 2525 2 ^nd Гармонические искажения. Есть незначительное количество гармонических искажений 3 ^rd , но оно на 100 дБ ниже основной гармоники. Гармоника 2 ^-й находится на уровне -34 дБ с КНИ чуть более 2% при среднеквадратичном выходе 810 мВ (пиковое значение входного сигнала 50 мВ). Коэффициент усиления прямо пропорционален значению R4, поэтому, если он удвоен, коэффициент усиления схемы также увеличивается. JFET работает с крутизной 2,23 мСм.

  Эта схема даже не приближается к «обычному» fi, и она, безусловно, , а не Hi-Fi. Тем не менее, некоторые экспериментаторы могут захотеть поиграть с этим, и они обнаружат, что гармонические искажения 2 ^nd не так «хороши», как утверждают многие, потому что они по-прежнему создают интермодуляционные искажения. Intermod особенно проблематичен со сложными музыкальными пассажами из-за огромного количества генерируемых дополнительных частот. Сказав это, я попробовал его в качестве гитарного предусилителя, и у него было много усиления с R4, установленным на 33k, и он может напрямую управлять усилителем мощности. Он протестирован намного лучше, чем симуляция, и звучит великолепно. Тем не менее, это еще не hi-fi.

  ---

  7 – Последователи источника JFET Повторители источника

  (так называемые буферы) предназначены для адаптации источников с высоким импедансом к нагрузкам с более низким импедансом. В отличие от буфера операционных усилителей, они всегда имеют измеримое напряжение потерь , поэтому усиление обычно составляет около 0,9, а не единицу. Практических ограничений на входное сопротивление нет, но для большинства распространенных конструкций оно редко превышает 10 МОм. Хотя ток затвора невелик, он не равен нулю, поэтому вы должны ожидать появления небольшого постоянного напряжения на входном резисторе (R1). При правильном проектировании большинство истоковых повторителей будут поднимать затвор до некоторого положительного напряжения, поэтому входной конденсатор обязателен (в отличие от других схем, показанных выше).

  Истоковый повторитель JFET имеет одно существенное преимущество перед эмиттерным повторителем BJT, заключающееся в том, что на входное сопротивление не влияет нагрузка ^{(Примечание 1)} . Точно так же выходной импеданс не зависит от источника сигнала (еще одна странная характеристика эмиттерных повторителей). Однако выходной импеданс истокового повторителя далеко не так низок, как у эмиттерного повторителя. В данном случае это 330 Ом, и хотя оно близко к тому же значению, что и TP1 в этом примере, эти два не связаны . Вы также должны помнить, что выходной импеданс не имеет ничего общего со способностью схемы подавать ток на нагрузку. В цепи, которая потребляет около 1,2 мА от источника питания, максимальный отрицательный ток будет меньше 1 мА, после чего будут отсекаться отрицательные полупериоды (предполагается схема, подобная рис. 7.2).

  ¹  Это не строго правда, потому что если вы полагаетесь на самозагрузку для увеличения входного импеданса, следующая нагрузка снижает выходной уровень. По мере снижения уровня самозагрузка становится менее эффективной.

  Хотя (иногда) возможно использовать полевой транзистор JFET только с входным и исходным резисторами, в основном это приводит к плачевным характеристикам. Источник будет находиться под напряжением, определяемым характеристиками JFET, что обычно означает, что напряжение довольно низкое (немного меньше, чем напряжение V _{GS (off)} ). С 2N5484, который я использовал для других примеров, напряжение источника может составлять всего около 700 мВ, и это абсолютный предел для отрицательного входного сигнала. Если амплитуда превышает 1,4 В пик-пик, отрицательный полупериод будет отсекаться, а положительный полупериод потребляет ток затвора. Искажение будет высоким даже до отсечения, так что обычно это не вариант. Пример показан ниже – это а не как построить исток-повторитель !

  
  Рисунок 7.1 — Повторитель истока JFET (пример того, что следует делать для , а не для )

  При условии, что входной сигнал меньше 100 мВ RMS или около того, показанная схема будет работать, но она просто неверна и почти не имеет запаса по запасу. Даже при простом входном напряжении 100 мВ искажение составляет более 0,5%, где должно быть менее 0,01%. К счастью, это совсем не сложно сделать правильно, добавив один резистор и входной конденсатор. Требование знать конкретные значения для V _{GS (выкл.)} и I _DSS так же важен для истокового повторителя, как и для обычного истокового усилителя.

  
  Рисунок 7.2 — Повторитель истока JFET (работает хорошо, но [вероятно] неоптимально)

  Вы увидите, что это использовалось, но это не лучший образец дизайна. Входное сопротивление 1,1МОм, но конечно R1 и R2 можно сделать повыше. Однако наличие резистора, подключенного к шине питания, делает ее восприимчивой к любым помехам питания. В нем также отсутствует важное улучшение, обеспечиваемое следующей схемой. Его легко настроить, и он будет достаточно хорошо «самозамещаться», пока R3 имеет подходящее значение. «Подходящий» в этом контексте означает, что он должен пройти не более 85% минимум I _DSS Рисунок показан в техническом описании. Напряжение истока будет немного выше напряжения затвора, что необходимо для правильного смещения полевого транзистора. Если значение R3 слишком низкое, вход будет потреблять ток затвора, что вызовет искажения при использовании источников с высоким импедансом. Я использовал 3,9 кОм, который будет проходить около 1,6 мА (в режиме покоя) и является разумным компромиссом между током стока и мощностью выходного привода.

  На следующем рисунке значения R2 и R3 такие же, как показано на рис. 3.1 (390 Ом и 3 кОм9). Опять же, как первое предположение (и основанное на тех же расчетах), это довольно хорошо. однако характеристики искажения не так хороши, как на рис. 6.2. Это также во многом зависит от используемого JFET, поэтому цифры искажений предназначены только для приблизительного ориентира.

  
  Рисунок 7.3 – Повторитель истока JFET

  Схема, показанная на рис. 7.3 (при правильной настройке), может работать с входным напряжением 10 В размах (среднеквадратичное значение 3,54 В) с искажениями менее 1%. Это ни в коем случае не замечательно, но при более низких напряжениях (например, 1 В RMS) оно падает примерно до 0,17%. Это все еще довольно плохо, и нам нужна более сложная топология, чтобы улучшить ее дальше. Это может быть неожиданностью, но шунтирование R2 конденсатором (220 мкФ или около того) на самом деле увеличивает искажения, но очень мало влияет на выходное сопротивление.

  Произошло неожиданное изменение входного импеданса схемы на рис. 7.3. Поскольку резистор R1 фактически включен (от соединения R2 и R3), входное сопротивление не равно 1 МОм, как можно было бы ожидать, а превышает 6 МОм. Если входное напряжение составляет 1 В, напряжение на R1 составляет всего 160 мВ, что подразумевает входное сопротивление 6,25 МОм (по расчетам). Симулятор также показывает, что входное сопротивление равно 6,25 МОм, поэтому входное сопротивление было увеличено более чем в шесть раз. Это обычно не считается, но это вполне реально. Когда TP1 зашунтирован, как обсуждалось выше, входное сопротивление увеличивается еще больше, но в ограниченном диапазоне частот.

  
  Рисунок 7.4 – Повторитель истока JFET с токовой нагрузкой JFET

  Значительно лучшие характеристики достигаются при использовании второго (согласованного) полевого транзистора JFET в качестве стока постоянного тока в цепи истока транзистора Q1. Для удобства я использовал те же значения, что и на рис. 5.1, только переставив их так, чтобы вместо обычного истокового усилителя он стал истоковым повторителем. Искажение (при среднеквадратичном значении 1 В) снижено до 0,0039%, выходное сопротивление составляет около 550 Ом, и это примерно так же хорошо, как можно разумно ожидать без буферного каскада.

  Поскольку самонастройка резистора R1 более эффективна благодаря транзистору Q2, входное сопротивление увеличилось до более чем 70 МОм. Однако с увеличением частоты оно падает и составляет «всего» 5,4 МОм на частоте 30 кГц. В моей симуляции входное сопротивление начинает выходить за пределы 1 кГц, но маловероятно, что это вызовет малейшие проблемы при использовании. Если вам нужен очень высокий импеданс на низких частотах, вам нужна эта схема. В отличие от «стандартной» схемы, показанной на рис. 7.2, которая имеет выходной уровень 923 мВ (для входа 1 В), выход схемы на рис. 7.3 равен 995 мВ. Это все еще меньше, чем усиление на единицу, но достаточно близко для большинства целей.

  
  Рисунок 7.5 – Повторитель истока JFET с буфером BJT

  Если у вас есть отрицательный источник питания, смещение повторителя JFET намного проще. Вам вообще не нужно беспокоиться о смещении, так как оно само о себе позаботится. Конечно, вы теряете начальную загрузку – это все еще можно сделать, добавив еще один резистор и конденсатор, но здесь это не показано. Показанная схема может использоваться только с полевым транзистором JFET — просто не используйте транзистор и замените R2 прямым подключением к положительному источнику питания. Сделай , а не оставить R2 в цепи без Q2 – схема не работает должным образом, если он на месте. Исключение BJT из схемы увеличивает искажения и выходное сопротивление, а также снижает коэффициент усиления до ~ 0,93 (по сравнению с 0,99 с BJT).

  BJT сочетает в себе лучшее из обоих миров — высокое входное сопротивление и похвально низкое выходное сопротивление. Показанная схема имеет выходной импеданс всего 4 Ом, но, очевидно, не может подавать какой-либо полезный ток при таком низком импедансе. Есть несколько вариаций на эту тему, и она предпочтительнее схемы с однополярным питанием. Значения R2 и R3 не являются критическими, но их необходимо выбирать в соответствии с I _DSS используемых полевых транзисторов. Показанная схема обычно может обрабатывать входное напряжение около 4 В RMS с исчезающе низким уровнем искажений. Добавление Q2 значительно улучшает производительность, уменьшая искажения до на два порядка по сравнению с , что является значительным преимуществом.

  ---

  8 – Частотная характеристика

  Наибольшее ограничение расширенной частотной характеристики связано с емкостью затвор-сток (C _GD ) и эффектом Миллера. Эффективная емкость на затворе эквивалентна C _GD умножить на усиление переменного напряжения. Поскольку большинство полевых транзисторов JFET являются симметричными, значение, указанное для C _ISS , представляет собой сумму C _GD и C _GS , хотя в некоторых спецификациях также указаны разные значения для состояний «включено» и «выключено» (особенно для таких типов переключения, как как серия J11x). Однако емкость затвора не является фиксированной величиной и зависит от напряжения затвора, стока и сигнала (и, конечно, между разными полевыми транзисторами — даже одного типа).

  При условии, что источник имеет относительно низкий выходной импеданс, влияние входной емкости незначительно. Однако, когда JFET используется с источником с высоким импедансом, вы можете легко столкнуться с проблемами плохой высокочастотной характеристики. В зависимости от приложения единственным доступным решением может быть использование JFET в качестве истокового повторителя перед каскадом усиления. Это полностью отменяет C _SG (поскольку он эффективно запускается), оставляя только C _DG , который относится к шине питания. 2N5484, который я использовал во многих примерах, имеет C 9.0404 ISS 5 пФ, поэтому у вас есть 2,5 пФ как для C _DG , так и для C _SG . Для усилителя с коэффициентом усиления 21 дБ частота -3 дБ составляет 159 кГц при импедансе источника 100 кОм. Это расширено до 1 МГц для истокового повторителя при тех же условиях.

  Учитывая, что эффект Миллера умножает емкость затвор-сток на коэффициент усиления по напряжению, можно ожидать, что частота -3 дБ должна быть намного ниже, чем рассчитанная симулятором, но эффект Миллера не обязательно дает точную цифру, поскольку емкость полевого транзистора варьируется. с током стока. Тем не менее, вы можете убедиться в этом сами, добавив внешние конденсаторы (около 1 нФ — хорошее значение, чтобы попробовать), и вы обнаружите, что C _ГД действительно умножается на коэффициент усиления по напряжению.

  На момент написания я не знал, нужно ли мне предоставлять диаграммы для демонстрации этого или нет, поэтому я выбрал , а не , чтобы включить их. Если читатели захотят, чтобы я добавил необходимые диаграммы, я это сделаю, но будьте уверены, что эффекты совершенно реальны. Доставляет ли входная емкость какие-либо неудобства, зависит от приложения, и для большинства аудиоприложений это обычно не имеет значения. Однако имейте в виду, что переключающие устройства, такие как серия J11x, работают намного хуже, чем полевые транзисторы JFET, предназначенные для усиления. К сожалению, это те самые, которые сейчас труднее всего достать.

  ---

  9 – Ток затвора и блокировка

  Одной вещью, которую вы не хотите, является ток затвора, так как это может привести к серьезным искажениям. Это гораздо реже встречается с полевыми транзисторами JFET, чем с клапанами, которые потребляют ток из сети, но это может вызвать ту же проблему, известную как «блокировка». Эта проблема почти всегда связана с сильным перегрузом каскада, где пиковая амплитуда входного сигнала больше, чем напряжение на затворном диоде полевого транзистора. По этой причине не рекомендуется использовать каскад JFET для схемы гитарного дисторшна, если вы не убедитесь, что он правильно сконфигурирован для предотвращения блокировки. Если вы не включаете входной конденсатор (C1 ниже), у вас никогда не будет проблем с блокировкой, , но , если предыдущий каскад имеет смещение по постоянному току, тогда C1 должен быть включен . Затем могут потребоваться другие меры для предотвращения блокировки.

  Для достижения состояния блокировки все, что необходимо, — это переходный уровень входного сигнала, достаточно высокий для прямого смещения диода затвора. Это вызывает зарядку входного конденсатора, в результате чего напряжение на затворе становится более отрицательным. Если входной сигнал имеет достаточно высокий уровень и имеет относительно низкий импеданс, когда уровень возвращается к «нормальному», JFET остается отключенным, и только искаженный остаток сигнала проходит до тех пор, пока напряжение на затворе не вернется к нуль. На рисунке показана смоделированная схема, которая работает достаточно хорошо. Искажения довольно высокие, но это не будет проблемой, например, для гитарного предусилителя. (Обратите внимание, что необходимо выбрать полевой транзистор JFET и/или резистор истока [R3].) Как было смоделировано, уровень постоянного тока в состоянии покоя на стоке составляет около 8 В. Это выше идеала, но все же в разумных пределах.

  
  Рисунок 9.1. Усилитель на полевых транзисторах, подлежащий блокировке

  К счастью, несмотря на то, что блокировка вероятна во многих широко используемых конфигурациях, это не проблема, если нет входного конденсатора и вероятности входных переходных процессов высокого уровня, вызывающих серьезную перегрузку. Без входного конденсатора (или с источником сигнала с высоким импедансом) это маловероятно. Это не означает, что это не может произойти, как показано в следующем моделировании. В течение первых 4 мс сигнал находится на «нормальном» уровне (около 460 мВ в пике, 330 мВ в среднеквадратичном значении) и усиливается, как и ожидалось. Всего через 6 мс всплеск высокого уровня (пик 2 В) входной конденсатор (C1) заряжается до -1 В. Когда входной сигнал возвращается к своему прежнему уровню, выходной сигнал сильно искажен и показывает значительный сдвиг уровня постоянного тока. Схема довольно обычная, но не оптимизированная. Любой каскад JFET (с входным конденсатором) может быть принудительно заблокирован, хотя обычно это не так серьезно, как форма волны, показанная ниже.

  
  Рисунок 9.2. Форма сигнала блокировки усилителя на полевых транзисторах

  Показанный график получен непосредственно из симулятора, и при входном напряжении ~330 мВ RMS он имеет усиление ×22,5 (22,6 дБ). Когда уровень сигнала повышается до 1,4 В RMS, напряжение затвора доводится до -1 В через затворный диод, отключая JFET. Сигнал высокого уровня все еще проходит, но усилитель сильно обрезается. Как только сигнал возвращается к своему прежнему значению, JFET остается выключенным до тех пор, пока C1 не разрядится. С показанными значениями это займет около 50 мс. Хотя восстановление происходит довольно быстро, звук ужасен.

  Эффект блокировки не обязательно ограничивается самой ступенью JFET. На осциллограмме видно, что выходное напряжение показывает значительное положительное колебание, и это может привести к насыщению (ограничению) каскада , следующего за каскадом , до тех пор, пока C3 не разрядится. Скорость разряда определяется входным импедансом следующего каскада (редко это простой резистор 100 кОм, как показано на рисунке), и, хотя он может быть довольно коротким, он все же может вызывать грубые «негармонические» искажения. Это искажение не является гармоническим, потому что оно основано на грубом таймере, на который не влияет входная частота. Полная блокировка каскада JFET не является обязательной для возникновения проблем со следующими каскадами. Мгновенное изменение предубеждения может быть всем, что нужно, чтобы вызвать хаос.

  Обратите внимание, что эта симуляция намеренно делает блокировку более серьезной, чем в большинстве проектов. Показанный пример был преувеличен для ясности.

  Блокировка – это не то, с чем вы сталкиваетесь часто, но когда она происходит, если вы не знаете причину, ее отслеживание может занять некоторое время. Симптомы очевидны, если вы знаете, что искать, но если вы никогда не сталкивались с этим раньше, может быть трудно понять, что происходит. Впервые я столкнулся с этим около 50 лет назад, когда мой коллега не мог понять, что не так с ламповым усилителем, который отключился после кратковременной кратковременной перегрузки. Это может занять до 30 секунд, прежде чем он снова издаст звук, но в большинстве случаев речь идет только о очень кратковременном блокировании (что звучит ужасно). Вы должны знать, что искать !   Однажды узнав о таких проблемах, вы забудете их на свой страх и риск. Даже блокировки продолжительностью в несколько миллисекунд достаточно, чтобы то, что должно быть гитарным «фуззом», звучало как «пукание». В качестве гитарной педали эффектов никто не когда-либо мечтал о пукающей коробке (по крайней мере, насколько мне известно. )

  ---

  Выводы

  Было бы достаточно просто включить расчетные формулы, представленные на многих других сайтах, посвященных конструкции JFET, или показать графики, позволяющие определить оптимальную точку смещения для устройства, которое вы планируете использовать. К сожалению, они в значительной степени избыточны, потому что каждое используемое вами устройство будет отличаться от других в вашей корзине деталей — даже того же типа и производственной партии. Если только вы не измерите свои JFET и не поместите каждый в отдельный пакет, отмеченный двумя основными параметрами (V _{GS (выкл.)} и I _DSS ), каждый дизайн — это в значительной степени лотерея.

  Это ни на мгновение не означает, что я не люблю JFET или что их не следует использовать. Помимо всего прочего, с ними довольно весело играть, и они идеально подходят для приложений, требующих высокого входного сопротивления. Хотя большинство желательных JFET в настоящее время трудно достать, они по-прежнему доступны у некоторых крупных поставщиков, хотя и с уменьшенным ассортиментом. Если вы хотите использовать детали SMD, выбор немного лучше, но с ними трудно работать в экспериментальных схемах с «накруткой». Типы RF (радиочастотные) обычно немного легче получить, чем «традиционные» аудиоустройства, которые были основой многих ранних разработок, но они отлично работают на звуковых частотах.

  Использование подстроечного потенциометра для установки рабочих условий (которые, возможно, придется изменить, чтобы получить максимальный неискаженный выходной уровень) намного проще, но это не всегда означает, что конструкция оптимальна. Чрезвычайная изменчивость JFET означает, что вам либо нужно признать, что каждый простой усилитель, который вы создаете, будет немного отличаться, либо схема будет намного сложнее, чем почти любое другое решение. Это не тот случай, если входной уровень настолько мал, что необходимый выходной размах остается (сравнительно) крошечным по сравнению с напряжением питания, но это становится проблемой, когда входной уровень (и выходной уровень) достаточно высоки, чтобы создать значительные искажения. .

  Принять решение об использовании постоянного напряжения на стоке (как показано на рис. 6.1) или постоянного тока (рис. 5.1 и 5.2) несложно. Нагрузка с постоянным током дает наилучшие характеристики и наименьшие искажения, но обычно очень трудно правильно настроить смещение. Настолько, что если вы не используете JFET с двойным согласованием, шансы на то, что он будет вести себя как надо, довольно малы. Это решается с помощью самонастройки, как показано на рис. 3.4, которая также обеспечивает низкий выходной импеданс. Постоянное напряжение более предсказуемо и довольно стабильно, но характеристики искажений обычно в лучшем случае посредственные.

  Вопреки утверждениям некоторых людей, полевые транзисторы JFET являются , а не линейными. При заданном коэффициенте усиления и размахе выходного сигнала простой каскад на биполярных транзисторах почти всегда превосходит столь же простой каскад на полевых транзисторах. Однако это очень сильно зависит от уровня сигнала, и при низких выходных уровнях (обычно менее 500 мВ) JFET может иметь меньшие искажения. Конечно, это также зависит от самого JFET, уровня сигнала и напряжения питания. Характеристики искажений JFET (и BJT) можно значительно улучшить, используя источник постоянного тока вместо резистора стока (или коллектора) (как показано на рис. 5.1), но это не всегда возможно с JFET (разброс параметров снова поражает).

  Распространено утверждение, что из-за квадратичного поведения полевого транзистора JFET он способен генерировать только вторую гармонику, без гармоник более высокого порядка. Хотя это верно, обычно это происходит только при очень специфических условиях, которые могут быть недостижимы в вашей схеме. Условия могут выполняться, при этом на выходе стока ток модуляция при неизменном напряжении (рис. 6.1). К сожалению для тех, кто считает, что это как-то «музыкально» или «приятно», этого не всегда легко добиться с любой реалистичной (то есть пригодной для использования) схемой. Я могу придумать и другие способы, которыми это можно было бы использовать. Чего я не могу придумать, так это зачем кому-то беспокоиться. Такая схема все равно создаст интермодуляционное искажение , которое гораздо более нежелательно, чем вызывающее его гармоническое искажение.

  Еще одно отличие состоит в том, что комплементарные схемы JFET (использующие N- и P-канальные JFET-транзисторы) на самом деле комплементарны. Глядя на разброс параметров только N-канальных устройств, становится очевидным, что получить идеально согласованных комплементарных JFET будет где-то между чрезвычайно трудным или невозможным. Это будет означать, что согласованы не только JFET каждой полярности, но и их противоположности. Это означало бы идентичный V _{GS (выкл.)} , I _DSS и крутизна для устройств N-Channel и P-Channel. Это действительно очень маловероятно.

  Учитывая все обстоятельства, полевые транзисторы JFET полезны, когда вам нужен очень высокий входной импеданс, а также более широкая полоса пропускания, чем вы можете получить с (доступными) операционными усилителями. Тем не менее, вам нужно знать о емкости затвор-исток (C _ISS ), поскольку она часто бывает достаточно высокой, чтобы вызвать преждевременный спад высоких частот с источниками с высоким импедансом. В качестве средства усиления «общего назначения» или «чистого звука» JFET должны быть одним из последних вариантов после того, как другие возможности были исчерпаны. Широкий разброс параметров, отсутствие хороших типов усиления и ограниченный коэффициент усиления означают, что JFET следует использовать только тогда, когда у вас нет другого выбора — это редкость для аудио, но есть несколько случаев, когда JFET является разумным выбором. Входные операционные усилители JFET обычно представляют собой другое дело, поскольку некоторые из них действительно очень хороши (серия TL07x является «утилитарным» примером). Стоит отметить, что операционные усилители JFET, заявляющие о «превосходных звуковых характеристиках», являются преувеличением (или принятием желаемого за действительное) — это «маркетинговый ход» и не обязательно соответствует действительности !

  ---

  Каталожные номера
  1. JFET: новые рубежи, часть 1 — AudioXpress (PDF с Части 1 и 2)
  2. Что это за константа JFET Во всяком случае, текущие вещи? – Электронный дизайн
  3. Основы полупроводников, часть 5 – Подвал схем
  4. Измерительная I _DSS и V _GS(off) – Ремонтное кафе
  5. Полевые транзисторы (и полевые МОП-транзисторы) — Применение, преимущества и недостатки — ESP
  6. Линейные системы – LSK170 и другие (ранее устаревшие) устройства
  7. Основы JFET

  Вы должны быть осторожны с некоторыми ссылками, так как утверждения могут не выдержать проверки. Несмотря на утверждения, полевые транзисторы JFET звучат не «лучше», чем биполярные транзисторы или операционные усилители в хорошо спроектированных схемах. На качество звука влияют три основных фактора: частотная характеристика, шум и искажения. Некоторые из последних операционных усилителей превзойдут любую дискретную схему во всех трех категориях при правильной реализации, и абсолютно точно , а не каким-то образом «искажают» ваш звук необъяснимым образом (не прибегая к змеиному маслу).

  ---

  ---

  Основной индекс Указатель статей
  

  Уведомление об авторских правах.  Эта статья, включая, помимо прочего, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2021.  Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, будь то электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены в соответствии с Международные законы об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки при создании проекта. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

  Журнал изменений: Страница создана и защищена авторскими правами © Rod Elliott, апрель 2021 г.

  Обслуживание инженерной инфраструктуры | Ваши права, преступление и закон

  Печать

  Коммунальная инфраструктура — это трубы, кабели, провода, канализация, канализация, установки и оборудование, обеспечивающие коммунальные услуги участкам или общему имуществу в схеме прав собственности на сообщества.

  Коммунальные услуги включают:

  • снабжение водой, газом или электричеством
  • кондиционирование воздуха
  • услуги телефонной связи, передачи данных или телевидения
  • канализация
  • удаление отходов
  • канализационная система.

  Это также может быть другая система или услуга, предназначенная для использования в интересах участка или общего имущества.

  Коммунальная инфраструктура и общее имущество

  Юридическое лицо обычно несет ответственность за инженерную инфраструктуру, которая является частью общего имущества.

  Если инженерная инфраструктура не является частью общего имущества, ответственность за ее содержание обычно несет владелец участка.

  Вся инженерная инфраструктура в схеме общинных титулов является частью общего имущества, за исключением коммунальной инфраструктуры, которая:

  • обслуживает только 1 участок

  и

  • находится в пределах участка

  и

  • не находятся в граничной структуре участка.

  Сооружение, ограничивающее участок на схеме, означает пол, стену или потолок, кроме подвесного потолка, который служит границей участка с другим участком или общей собственностью. Это определение применяется ко всем схемам независимо от плана подразделения.

  Как юридическому лицу, так и владельцам участков важно понимать границы участков и знать, является ли коммунальная инфраструктура частью общего имущества.

  План формата здания

  На этой диаграмме показан пример ответственности инженерной инфраструктуры в плане формата здания.

  Посмотреть увеличенное изображение Схема плана формата здания

  Юридическое лицо несет ответственность за трубы или кабели холодной воды, показанные пунктирными линиями ( красный ) на этой диаграмме, так как они расположены внутри граничной структуры.

  Владелец участка несет ответственность за:

  • Трубы или кабели холодной воды, показанные пунктирными линиями (синего цвета), поскольку они обслуживают только 1 участок и расположены внутри внутренней стены (не ограждающей конструкции).
  • Система горячего водоснабжения, включая соответствующие трубы и электропроводку, обеспечивающая обслуживание исключительно участка, даже если система находится в общей собственности.
  • Система кондиционирования воздуха, включая соответствующие трубы и электропроводку, обслуживаемая исключительно на участке, даже если система находится в общей собственности.
  • Солнечные панели, включая соответствующие трубы и электропроводку, обеспечивающие обслуживание исключительно участка, даже если система находится в общей собственности.
  • Телевизионные антенны, включая соответствующую проводку, обеспечивающие обслуживание исключительно на участке, даже если антенна находится в общей собственности.

  План стандартного формата

  На этой диаграмме показан пример ответственности коммунальной инфраструктуры в плане стандартного формата.

  Посмотреть увеличенное изображение Схема плана стандартного формата

  Корпоративное лицо несет ответственность за:

  • Водопроводные трубы или кабели, показанные пунктирными линиями (красными), поскольку они обслуживают более 1 участка.
  • Водосточные желоба и связанные с ними водосточные трубы показаны сплошным (розовым) цветом, охватывающим 2 участка (1 и 2, 3 и 4), которые обслуживают более 1 участка.
  • Любая телевизионная антенна, обслуживающая 2 или более участков.

  Владелец участка несет ответственность за:

  • Водопроводные трубы или кабели, показанные пунктирными линиями (синего цвета), поскольку они расположены в пределах границы участка и обслуживают только 1 участок.
  • Водосточные желоба и связанные с ними водосточные трубы показаны сплошной заливкой над лотом 7 (коричневым).

  Дополнительную информацию о границах схемы, общем имуществе и участках см. в разделе корпоративное обслуживание.

  Подзаконные акты об исключительном использовании

  Подзаконные акты об исключительном использовании не могут предоставлять исключительные права на использование инженерной инфраструктуры, являющейся частью общего имущества.

  Для получения дополнительной информации см.:

  • раздел 177 Закона о корпоративном и общественном управлении № 1997
  • подзаконные акты об исключительном использовании.

  Когда применяются другие правила

  В некоторых случаях владелец участка (или арендатор) может нести ответственность за техническое обслуживание, даже если объекты находятся на общей территории или за пределами их участка.

  Это может включать:

  • Коммунальная инфраструктура (включая оборудование и соответствующую проводку и трубы) на общей территории, которая обслуживает только 1 участок и предназначена для системы горячего водоснабжения, стиральной машины, солнечной батареи, сушилки для белья, кондиционера, телевизионной антенны. или подобное оборудование.
  • Душевой поддон, даже если он не находится на стоянке.
  • Коммунальная инфраструктура, установленная на общей территории арендатором в интересах арендатора.

  Счетчик, установленный для измерения воды, подаваемой по схеме общинных титулов, может оставаться в собственности поставщика воды и не будет частью общей собственности. Это относится к счетчикам, установленным в схемах, установленных после 1 января 2008 года.

  Коммунальная инфраструктура, установленная по соглашению с первоначальным владельцем (т. е. застройщиком) или юридическим лицом (например, оборудование для кабельного телевидения), может оставаться в собственности поставщика услуг. Он будет частью общего имущества только в том случае, если право собственности будет передано юридическому лицу в соответствии с условиями соглашения.

  Порядок начисления платы за коммунальные услуги

  При индивидуальном учете участков с владельцев может взиматься плата в зависимости от их фактического использования. Корпоративное лицо может взять на себя ответственность за полную стоимость услуги, а затем взимать сборы с владельцев, или они могут взимать плату непосредственно с поставщика за такие услуги, как вода, газ и электричество.

  Если нет реального способа измерения использования отдельных участков, юридическое лицо будет взимать с владельцев сборы в соответствии с правами на участки согласно графику взносов или делить расходы поровну между владельцами каждого участка.

  Владельцы каждого участка также вносят свой вклад в долю общего имущества за коммунальные услуги. Это основано на праве на лот графика взносов.

  Последнее обновление:

  28 марта 2022 г.

  Активные и неактивные фиктивные транзисторы в согласованном массиве транзисторов

  Добро пожаловать на EDAboard.com

  Добро пожаловать на наш сайт! EDAboard.

  com — это международный дискуссионный форум по электронике, посвященный программному обеспечению EDA, схемам, схемам, книгам, теории, документам, asic, pld, 8051, DSP, сети, радиочастотам, аналоговому дизайну, печатным платам, руководствам по обслуживанию… и многому другому. более! Для участия необходимо зарегистрироваться. Регистрация бесплатна. Нажмите здесь для регистрации.

  Регистрация Авторизоваться

  JavaScript отключен. Для лучшего опыта, пожалуйста, включите JavaScript в вашем браузере, прежде чем продолжить.

  • Автор темы июнь 2012 г.
  • Дата начала 4 февраля 2020 г.

  Статус

  Закрыто для дальнейших ответов.

  июнь 2012

  Расширенный член уровня 4

  Дорогие друзья,

  ниже представлены три варианта подключения фиктивных транзисторов к каскодной схеме.

  В первых двух схемах пустые транзисторы выключены, т.к. их VGS привязан к нулю. Однако у

  на схеме 1 стоки пустых транзисторов соединены со стоками согласованных транзисторов. Таким образом, он добавляет паразитную емкость. Эту процедуру я выполнил здесь, в этом форуме, поскольку было предложено, чтобы фиктивные транзисторы лучше делили сеть с согласованным массивом. Я не понимаю, почему должно быть?

  Поэтому я попытался построить схему 2, где пустые транзисторы ничего не делят с согласованным массивом, все клеммы заземлены, NMOS выключен и проблем быть не должно. Здесь не должно быть эффекта нагрузки на согласованный массив, и, на мой взгляд, должно быть лучше, но мне нужна ваша точка зрения, пожалуйста.

  в последней схеме 3, то есть от Аллена Холберга, он разделил ворота между манекеном и согласованным массивом, на мой взгляд, это будет повышение Кокса, поэтому это увеличит паразитную емкость больше, чем схема 1.

  Наконец, Каденс обратите внимание, когда я учусь ставить пустышку от МОДГЕН. он предлагал два варианта: активный манекен, подключенный к сети, или неактивный, и я думаю, что представил оба варианта в представленных схемах.

  С нетерпением жду вашего обсуждения

  С наилучшими пожеланиями

   

  сутапанаки

  Расширенный член уровня 4

  Необходимо иметь общую цепь между пустышкой и активными транзисторами, потому что пустышки должны находиться в том же OD, что и активный МОП. Но наличие общего узла не обязательно означает наличие общего стока. У вас может быть общий узел заземления для активного и фиктивного. Мне не нравится схема 1, потому что она загружает узел каскода. Схема 2 не годится для каскодных устройств, потому что они не подключаются к земле. Схема 3 ок, особенно если выложить М1-М3 одной ячейкой, то просто использовать аналогичную ячейку для пустышки. Так как в том, что вы показываете, гейты смещены, то есть ас заточены, то лишние колпачки там не помешают.

   

  июнь 2012

  Расширенный член уровня 4

  сутапанаки сказал:

  Необходимо иметь общую цепь между пустышкой и активными транзисторами, потому что пустышки должны находиться в том же OD, что и активный МОП. Но наличие общего узла не обязательно означает наличие общего стока. У вас может быть общий узел заземления для активного и фиктивного. Мне не нравится схема 1, потому что она загружает узел каскода. Схема 2 не годится для каскодных устройств, потому что они не подключаются к земле. Схема 3 ок, особенно если выложить М1-М3 одной ячейкой, то просто использовать аналогичную ячейку для пустышки. Так как в том, что вы показываете, гейты смещены, то есть ас заточены, то лишние колпачки там не помешают.

  Нажмите, чтобы развернуть…

  Уважаемый Suta,
  Спасибо за ответ,

  На самом деле я не понял, что вы подразумеваете под “чайники должны быть в том же OD, что и активный MOS”?

  Это означает, что в схеме 2 понижающие транзисторы подходят для пустышки, но каскод не годится, потому что они не делят землю, еще раз спрашиваю, пожалуйста, каков будет эффект?

  в третьей схеме допустим у меня каскодное зеркало без напряжения смещения, тем не менее, вы говорите, что это хорошо?

   

  сутапанаки

  Расширенный член уровня 4

  Одинаковый внешний диаметр означает, что вы помещаете активный и фиктивный транзисторы в одну и ту же диффузию. Я полагаю, вы раскладываете их пальцами и что-то вроде S-D-S-D-S. Если это так, то вам необходимо иметь общий узел между активными и фиктивными устройствами. Если класть их как отдельные устройства, каждое в свою диффузию, то общий узел особо и не нужен.

   

  июнь 2012

  Расширенный член уровня 4

  сутапанаки сказал:

  Одинаковый внешний диаметр означает, что вы помещаете активный и фиктивный транзисторы в одну и ту же диффузию. Я полагаю, вы раскладываете их пальцами и что-то вроде S-D-S-D-S. Если это так, то вам необходимо иметь общий узел между активными и фиктивными устройствами. Если класть их как отдельные устройства, каждое в свою диффузию, то общий узел особо и не нужен.

  Нажмите, чтобы развернуть…

  Хорошо, теперь я понял вашу точку зрения,

  , поэтому вы сказали, что во второй схеме у понижающих транзисторов нет проблем, поскольку они имеют общую землю, что означает, что они имеют общий источник, что помогает мне сделать их в той же структуре, что и S-D-S-D-S, это ясно

  в каскодированных транзисторах по схеме 2 здесь пустышки не могут иметь один и тот же ОД. .. вот поэтому вам и не понравилась заглушка каскодированных транзисторов на схеме 2.

  Однако если вы пришли к схеме 3 от Холберга , вы видите, что манекены не имеют общего стока или истока, поэтому в принципе вы не можете их использовать в одном и том же OD, поэтому манекен будет отдельно, если это проблема, почему вам понравилась схема 3? совместное использование шлюза не позволит им находиться в одном ODD, поскольку у них нет общего источника или стока?

  и, кстати, есть ли проблема, если пустышка не объединена с тем же OD согласованных транзисторов, может быть, вы имеете в виду, что транзисторы в конце будут иметь отличное окружение от транзисторов в середине.

  Только, пожалуйста, еще одно, для меня я не согласовываю четыре транзистора каскодированных транзисторов вместе, я согласовываю два по отдельности от верхнего каскадного.

  Еще раз спасибо

   

  сутапанаки

  Расширенный член уровня 4

  Схема 3 хорошо работает только в том случае, если вы объедините, например, M1-M3 в ячейке и соедините их — например, у вас есть один палец M1, скажем, S-D, а затем 1 палец M3, например S-D, и вы соедините их, чтобы он стал S-D-S-D. И затем вы повторяете эту структуру, может быть, перевернутую, чтобы она могла соприкасаться. Затем в конце вы помещаете манекен или два, и манекен следует той же конструкции, но ворота заземлены. Это говорит о том, что W каскодного пальца такой же, как W нижнего транзистора. Просто один из возможных способов выложить каскод 9Транзисторы 0422.
  Думаю меньше смысла не сливать пустышки в один ОД. Манекены существуют для предотвращения краевых эффектов, и если вы не объедините их, вы все равно увидите краевые эффекты. То, что я только что сказал, недействительно в случае выкладки отдельных транзисторов в свои ОД. Тогда каждый палец транзистора является самостоятельным устройством в своей диффузии, и макет просто повторяет эту стратегию, находясь в отдельном не объединенном ОД. Но, вероятно, это не очень эффективное использование площади.

   

  июнь 2012

  Расширенный член уровня 4

  Уважаемый Suta,

  Спасибо за вашу помощь,

  Итак, вы предлагаете изменить схему 3, подключив затвор к земле и не разделяя его с транзисторами затвора массива, как это было предложено Хольбергом на показанном изображении. Тем не менее, по-прежнему отсутствует важная вещь, что транзисторы-пустышки каскодированных транзисторов не имеют общего стока или истока с согласованными транзисторами, поэтому я все же не могу привязать их к одному и тому же OD, независимо от того, что касается соединения затвора

  во-вторых, пожалуйста,

  Предположим, я выкладываю два нижних транзистора отдельно от каскодированных устройств, для нижних транзисторов я поставлю пустые транзисторы, как показано на схеме 2, которая также одобрена вами, теперь не могли бы вы предложить мне насчет того, как подключить макеты каскодных транзисторов?

  вы будете очень любезны, если сможете начертить

  спасибо

   

  сутапанаки

  Расширенный член уровня 4

  Junus2012 сказал:

  Уважаемый Suta,

  Спасибо за вашу помощь,

  Итак, вы предлагаете изменить схему 3, подключив затвор к земле и не разделяя его с транзисторами затвора массива, как это было предложено Хольбергом на показанном изображении. Тем не менее, по-прежнему отсутствует важная вещь, что транзисторы-пустышки каскодированных транзисторов не имеют общего стока или истока с согласованными транзисторами, поэтому я все же не могу причислить их к одному и тому же OD независимо от соединения затвора.

  Нажмите, чтобы развернуть…

  Вы все еще можете разделить стоки и соединить ворота с землей. Почему бы и нет. Это должен быть совершенно законный способ сделать это.

  Junus2012 сказал:

  во-вторых, пожалуйста,

  Предположим, я выкладываю два нижних транзистора отдельно от каскодированных устройств, для нижних транзисторов я поставлю холостые транзисторы, как показано на схеме 2, которая также одобрена вами, теперь не могли бы вы предложить мне насчет как подключить макеты транзисторов каскода?

  вы будете очень любезны, если сможете начертить

  спасибо

  Нажмите, чтобы развернуть. ..

  Да, для нижних транзисторов. Для каскодов манекены должны иметь общий сток или исток и заземлять ворота.

   

  июнь 2012

  Расширенный член уровня 4

  Уважаемый Suta,

  Говоря только о каскодированных транзисторах, которые я собираюсь согласовывать отдельно, ниже вы видите план массива согласованных транзисторов,

  , как вы видите, поскольку эти транзисторы не имеют общего стока или истока, поэтому я могу объединить их в один OD, конечно, каждый транзистор должен быть отделен от другого.

  Теперь о муляже этого массива, если как вы предложили поставить муляж, чтобы разделить сток или исток, скажем исток, то в идеале каждый транзистор в этом массиве должен иметь два муляжа, один справа и один в лифте, чтобы сделать массив равным… это увеличит общий размер.

  Однако, если я использую фиктивный транзистор с затвором, истоком и стоком, соединенными с землей, то я могу просто распределить конец массива, как показано ниже

  Следовательно, в приведенном выше массиве нет необходимости поделитесь узлом

  не могли бы вы подтвердить это мне
  еще раз спасибо

   

  сутапанаки

  Расширенный член уровня 4

  Это один из возможных макетов. Или вы можете поместить все M3 в один OD, а все M4 в другой и не смешивать и не использовать общие центроиды M3 и M4. Тогда у вас может быть одна заглушка, которая соединяет две ветки – от стока М3 к стоку М4 и соединяет ворота заглушки с землей. А можно поставить и муляжи с других сторон. Это каскодные устройства, и вам действительно не нужно суперсопоставление для них, которое оправдывает использование компоновки с общим центроидом.

   

  Статус

  Закрыто для дальнейших ответов.

  • Дж

    Генерация фиктивных транзисторов и резисторов в Cadence Vertuoso

    • Инициировано Junus2012
    • 30 апреля 2019 г.
    • Ответов: 4

    Дизайн аналоговых интегральных схем (ИС), компоновка и многое другое

  • Дж

    Соотношение размеров транзисторов в массиве согласованной компоновки

    • Инициировано Junus2012
    • 23 мая 2019 г.
    • Ответов: 4

    Дизайн аналоговых интегральных схем (ИС), компоновка и многое другое

  • Е

    Подключение фиктивных транзисторов

    • Инициировано elbadry
    • 16 января 2006 г.
    • Ответов: 13

    Дизайн аналоговых интегральных схем (ИС), компоновка и многое другое

  • Д

    компоновка фиктивных транзисторов

    • Начато dac5bits
    • 28 июня 2008 г.
    • Ответов: 2

    Дизайн аналоговых интегральных схем (ИС), компоновка и многое другое

  • Дж

    Согласование большой матрицы транзисторов

    • Автор Junus2012
    • 21 мая 2019 г.